双向充电机中双向DC-DC电路拓扑结构及控制方法与流程

本发明涉及一种充电机，特别涉及一种双向充电机电路结构。

背景技术：

现有应用于双向充电机电路的双向直流-直流变换器主要有以下2种：1）电气不隔离的直流-直流双向变换器，2）隔离型的直流-直流双向变换器。第1种方法，大多采用双向半桥型电路，这种电路在电池组电压较低时，相对于输入侧的高压直流电压有较大变换比时，能量变换效率较低，另外电池与直流母线间的电气不隔离，存在安全隐患。第2种方法，大多采用全桥电路，高频隔离变压器两端均采用全桥结构，也有采用基于llc的双向电路拓扑，但全桥电路轻载时不易实现软开关，而llc电路轻载时频率高、损耗大。目前在双向充电机应用场合下，较好的电路拓扑是采用双有源桥电路，但随着集成化程度和电池电压范围的提高，加上电池充电过程中的功率变化范围本就很大，这对于采用固定电路结构的充电机，电路中的开关器件必须按耐压和耐流的最大情况选择，因而这样的充电机不仅成本高，而且电能转换效率也低。若针对不同电压等级和不同功率等级的应用场合，分别开发一款产品的话，虽然可获得较高效率，但生产成本会提高，导致生产厂家的经济效益低下。

技术实现要素：

本发明的目的是提供一种双向充电机中双向dc-dc电路拓扑结构及控制方法，采用两路双有源桥电路在其高压直流侧串联，通过控制继电器实现其输出端的串联或并联后再与电池连接，降低成本，提高电能变换效率。

本发明的目的是这样实现的：一种双向充电机中双向dc-dc电路拓扑结构，包括第一双有源桥电路、第二双有源桥电路、第一继电器k1和第二继电器k2，所述第一双有源桥电路和第二双有源桥电路的输入侧串联后与高压直流侧相连，第一双有源桥电路的一端输出与第一继电器k1的常开触点相连，并连接到电池正极，第一双有源桥电路的另一端输出与第一继电器k1的常闭触点相连，第二双有源桥电路的一端输出与第一继电器k1的公共端子相连，第二双有源桥电路的另一端输出与第二继电器k2的公共端子相连，并连接到电池的负极，第一继电器k1的常闭触点与第二继电器k2的常开触点相连，所述第一双有源桥电路、第二双有源桥电路通过第一继电器k1、第二继电器k2的常闭触点实现输出端的串联后再与电池相连，所述第一双有源桥电路、第二双有源桥电路则通过第一继电器k1、第二继电器k2的常开触点的闭合实现输出端的并联后再与电池相连。

作为本发明的进一步限定，所述第一双有源桥电路、第二双有源桥电路中对应位置的开关管的通断是同步的，每一双有源桥电路中高压直流侧和电池侧的斜对角开关管通断均是同步的。

作为本发明的进一步限定，当所述双有源桥电路高压直流侧的开关管超前于电池侧开关管的移相角为φ时，可实现充电机充电模式；当所述双有源桥电路的电池侧开关管超前于高压直流侧开关管的移相角为φ时，可实现充电机的放电模式。

作为本发明的进一步限定，根据电池的电压等级，通过第一继电器k1、第二继电器k2的常闭触点选择第一双有源桥电路、第二双有源桥电路为串联输出，以适应较高电池电压的应用；通过第一继电器k1、第二继电器k2的常开触点的闭合实现第一双有源桥电路、第二双有源桥电路的并联输出，以适应较低电池电压的应用。

一种双向充电机中双向dc-dc电路控制方法，包括以下两种模式：当所述双有源桥电路高压直流侧的开关管超前于电池侧开关管的移相角为φ时，可实现充电机充电模式；当所述双有源桥电路的电池侧开关管超前于高压直流侧开关管的移相角为φ时，可实现充电机的放电模式。

作为本发明的进一步限定，根据电池的电压等级，通过第一继电器k1、第二继电器k2的常闭触点选择第一双有源桥电路、第二双有源桥电路为串联输出，以适应较高电池电压的应用；通过第一继电器k1、第二继电器k2的常开触点的闭合实现第一双有源桥电路、第二双有源桥电路的并联输出，以适应较低电池电压的应用。

与现有技术相比，本发明的有益效果在于：针对两个双有源桥电路在其输出端通过继电器实现串联或并联，当电池电压较高时，通过继电器的常闭触点实现两双有源桥电路的串联输出方式，而当电池电压较低时，则通过将继电器的常开触点闭合，使得两个双有源桥电路实现并联输出方式；这样两路双有源桥电路的电池侧开关管就可以选择低压大电流的mos场效应管，在电池电压较高和较低应用场合下均能有效减少导通损耗，从而提高了电能利用效率；本发明中因高压直流侧电压较高，故两个双有源桥电路在输入端串联后接入高压输入直流侧，通过串联分压的方式，降低了对高压侧开关管耐压等级的要求，从而降低了导通损耗；本发明中的控制方法，可以避免高频环流而提高效率；可以实现能量的双向流动，即该电路可来实现双向充电机；高压直流侧的全桥电路与电池侧的全桥电路通过移相控制，以实现全桥电路中所有开关管在全负载范围内的软开关，从而提升了双向充电机的效率；采用本发明的控制方法，能避免能量在可逆运行切换时，两个双有源桥电路中开关管所出现的不均压和不均流问题，从而提高系统的可靠性。本发明的控制方法不仅可应用于双向充电机，还能应用于直流微网中的接口电路。

附图说明

图1为本发明的组成示意图。

图2为本发明的实施原理图。

图3本发明在电池充电状态下开关管的驱动时序图。

图4本发明在电池放电状态下开关管的驱动时序图。

图5本发明在充电机系统中的应用示意图。

图6本发明电路在较低电池电压充电时效率曲线。

图7本发明电路在较高电池电压充电时效率曲线。

图8本发明电路在电池充电状态时的波形。

图9本发明电路在电池放电状态时的波形。

图1和图2中的符号名称：

vdc高压侧直流电压；

vbat电池电压；

ci1、ci2高压侧滤波电容；

q1～q16开关管；

d1～d16开关管的体二极管；

c1～c16开关管的寄生电容；

cb1，cb2隔直电容；

ls1，ls2谐振电感；

tr1，tr2高频变压器；

co1，co2输出滤波电容；

k1，k2继电器。

图3和图4中的符号名称：

q1～q16开关管的驱动信号；

φ移相角。

图5的符号名称：

vac电网电压；

iac网侧电流；

lac网侧储能电感；

ibat电池的充放电流；

ils谐振电感中的电流；

vg1开关管q1，q9的驱动信号；

vg2开关管q2，q10的驱动信号；

vg3开关管q3，q11的驱动信号

vg4开关管q4，q12的驱动信号；

vg5开关管q5，q13的驱动信号

vg6开关管q6，q14的驱动信号；

vg7开关管q7，q15的驱动信号

vg8开关管q8，q16的驱动信号；

其它符号同图2。

图8和图9中的符号名称同图5中。

具体实施方式

下面结合具体实施例对本发明做进一步说明。

如图1、图2、图3和图4所示：系统由第一双有源桥电路1、第二双有源桥电路2、继电器3、继电器4和开关管驱动脉冲信号5构成。

由图1和图2所示：一种双向充电机中双向dc-dc电路拓扑结构，包括第一双有源桥电路1和第二双有源桥电路2，第一双有源桥电路1和第二双有源桥电路2在输入端串联后与高压输入直流侧相连，第一双有源桥电路1和第二双有源桥电路2在输出端经继电器3和继电器4后串联或并联后与电池相连。

第一双有源桥电路1和第二双有源桥电路2的输入侧串联后与高压直流侧vdc相连，第一双有源桥电路1的一端输出与继电器k1的常开触点相连，并连接到电池正极，第一双有源桥电路1的另一端输出与继电器k1的常闭触点相连，第二双有源桥电路2的一端输出与继电器k1的公共端子相连，第二双有源桥电路2的另一端与继电器k2的公共端子相连，并连接到电池的负极，继电器k1的常闭触点与继电器k2的常开触点相连。

第一双有源桥电路1和第二双有源桥电路2通过继电器k1和k2的常闭触点实现输出端的串联后再与电池相连，两个双有源桥电路则通过继电器k1和k2的常开触点的闭合实现输出端的并联后再与电池相连。

根据电池的电压等级，通过两继电器的常闭触点选择两双有源桥电路为串联输出，以适应较高电池电压的应用；通过两继电器的常开触点的闭合实现两双有源桥电路的并联输出，以适应较低电池电压的应用。

本发明中的双有源桥电路是由高压侧滤波电容、开关管、开关管的体二极管、开关管的寄生电容、隔直电容、谐振电感、高频变压器、输出滤波电容组成。

两双有源桥的输入端通过串联，可降低高压直流侧开关管的耐压等级，输出端的并联或串联方式是根据电池电压的范围而改变，当电池电压较高时，通过继电器k1和k2的常闭触点，将两个双有源桥电路的输出端串联后，再为电池充电或放电；当电池电压较低时，则通过控制继电器的线包得电，使得继电器k1和k2的常开触点闭合，常闭触点断开，这样将两个双有源桥的输出端并联后，再为电池充电或放电。从而使得双有源桥的电池侧开关管可以选择低耐压、大电流等级的mos场效应管，以减少开关管的导通损耗。采用本发明方法，在宽电池电压范围内充电机的能量转换效率均得以提升，并可减少充电机产品系列，从而降低开发成本以提高经济效益。

由图2、图3和图4所示：双向充电机中双向dc-dc电路拓扑及控制方法，第一双有源桥电路1和第二双有源桥电路2中对应位置的开关管的通断是同步的，每一双有源桥电路中高压直流侧和电池侧的斜对角开关管通断均是同步的；当所述双有源桥电路高压直流侧的开关管超前于电池侧开关管的移相角为φ时，可实现充电机充电模式；当所述双有源桥电路的电池侧开关管超前于高压直流侧开关管的移相角为φ时，可实现充电机的放电模式。

如图3所示所述电路工作时，同一桥臂开关管驱动信号互补且留有死区，不仅可以防止桥臂导通，而且可以确保谐振电感和开关管的结电容产生谐振以实现软开关；本发明中同一桥臂开关管的驱动信号互补，既保证了两个双有源桥电路中对应位置的开关管同步通断，也保证了两个双有源桥高压侧与低压侧斜对角开关管同步通断。

图3和图4给出了所述电路采用的开关控制方法和驱动时序：当所述双有源桥电路高压直流侧的开关管超前于电池侧开关管的移相角为φ时（如图3所示），可实现充电机向电池充电；当所述双有源桥电路电池侧开关管超前于高压直流侧开关管的移相角为φ时（如图4所示），可实现充电机由电池侧到高压直流侧的放电运行。因此通过控制充电机中双有源桥两侧全桥电路中开关管的移相角φ，可以实现充电机能量的双向流动，即本发明中电路实现了双向充电机。

如图5所示发明电路中具体参数如下：本电路的最大功率6.6kw，直流母线（高压直流侧）电压vdc=400v，高压侧电容ci1=ci2=3600μf，电池侧滤波电容co1=co2=2000μf，高压直流侧开关管q1～q4，q9～q12采用ixys的ixfk102n30p(300v/102a)，电池侧开关管q5～q8，q13～q16采用英飞凌ipp030n10n3（100v/100a），图中d1～d16和c1～c16是开关管的体二极管和结电容，ls1=ls2=20μh，隔直电容cb1=cb2=4.4μf，高频变压器tr1和tr2选用ee55的磁芯，高频开关频率为50khz。由ti公司型号为tms320f28035的dsp产生驱动控制脉冲信号，和继电器k1和k2的控制信号。

如图6所示，当电池侧电压为48v时，dsp发出高电平控制信号让继电器线包得电，从而使得两个继电器的常开触点闭合，常闭触点断开，实现两路双有源桥电路输出端的并联，实测最高效率为97.4%。

如图7所示，当电池电压为100v时，dsp发出低电平控制信号让继电器线包失电，继电器恢复常闭触点闭合，从而使得两路双有源桥电路的输出端串联，实测最高效率为97.6%。可见在电池电压较高和较低时，采用本发明电路均可获得高效率。

由以上描述可知，本发明的双向充电机中双向dc-dc电路拓扑及控制方法，在宽电池电压的范围内降低了电池侧开关管的耐压、耐流等级，不仅高压直流侧还是电池侧都易选择合适的开关管以降低开关管的导通损耗，从而提高能量变换效率。

本发明具有以下优点：

（1）电池电压较高和较低均能实现高效率；

（2）可以实现高变压比的能量变换及能量的双向流动，具有高性价比；

（3）不仅适用于双向充电机，还适用于分布式光伏发电储能装置、能量回收装置、智能电网中接口电路。

本发明并不局限于上述实施例，在本发明公开的技术方案的基础上，本领域的技术人员根据所公开的技术内容，不需要创造性的劳动就可以对其中的一些技术特征作出一些替换和变形，这些替换和变形均在本发明的保护范围内。