电子转换器、相关的音频系统、集成电路以及操作电子转换器的方法与流程

本申请要求2018年02月07日提交的意大利专利申请号102018000002464的优先权，该申请通过引用并入本文。

本发明一般涉及电子系统和方法，并且在特定实施例中，涉及电子转换器、相关的音频系统、集成电路和操作电子转换器的方法。

背景技术：

图1示出了典型的音频系统。在所考虑的示例中，系统包括音频信号生成器10(诸如无线电、cd或mp3播放器)，其生成要向至少一个扬声器spk发送的模拟音频信号as。

在所考虑的示例中，音频放大器20在音频信号生成器10和扬声器spk之间连接，音频放大器20被配置成通过放大由音频信号生成器10提供的模拟音频信号as来生成经放大的音频信号aas。

例如，图2示出了所谓的d类音频放大器20的可能的实施方式。具体地，在所考虑的示例中，音频放大器20包括生成周期性三角波形信号ts(通常具有在250khz和2.5mhz之间的频率)的波形生成器202。三角波形信号ts与音频信号as一起被发送到比较器204，比较器204将音频信号as与三角波形信号ts进行比较，从而生成方波信号ds，其占空比根据音频信号as的振幅而变化。然后，方波信号ds由放大器级206放大，从而生成经放大的方波信号ads。

例如，图3示出了包括半桥的放大器级206的一个示例，半桥包括在两个端子210和212之间串联连接的两个电子开关sw1和sw2(诸如(n沟道)场效应晶体管(fet))，两个端子210和212适于接收dc电源电压vbat，诸如由电池提供的电压。通常，(负极)端子212表示接地gnd。在所考虑的示例中，根据数字信号ds来驱动开关sw1和sw2的控制端子(例如，相应的晶体管的栅极端子)。例如，在所考虑的示例中示出了两个驱动器电路2062和2064以及控制电路2060，两个驱动器电路2062和2064用于电子开关sw1和sw2，控制电路2060被配置成根据数字信号ds来生成用于驱动器电路2062和2064的控制信号。基本上，放大器206被配置成将数字信号ds的振幅转换为在端子210和212处接收的电压的值，其通常大于数字信号ds的电压。例如，信号ds的电平可以是3vdc，并且电压vbat可以是12vdc。因此，在两个开关sw1和sw2之间的中间点处的方波信号ads对应于信号ds的经放大的版本。

最后，经放大的方波信号ads被发送到低通或带通滤波器208，其从经放大的信号方波信号ads中至少去除高频频谱，从而生成与原始音频信号as成比例的经放大的音频信号aas。

例如，图4示出了lc滤波器208的一个示例。通常，滤波器级208包括两个输入端子，以用于接收由放大器级206提供的信号ads，例如，输入端子连接到在图3中所示的半桥和接地gnd的中间点。另外，滤波器级208包括用于连接到扬声器spk的两个输出端子。具体地，在所考虑的示例中，第一输入端子经由电感器l连接到第一输出端子，并且第二输入端子和第二输出端子被短路到接地gnd。最后，电容c与输出并联连接，即在输出端子之间。大体相似(有源或无源)低通或带通滤波器208被设置在大多数音频放大器电路中以及/或者还可以在扬声器spk内集成。

因此，d类放大器基于放大器20的开关频率显著高于通常的音频频带(在20hz和20khz之间)的事实，并且因此可以利用滤波器级208对高开关频率进行滤波，从而重建原始音频信号as的轮廓。

在数字音频数据的环境中，信号生成器10可以包括用于生成信号as的模数转换器(adc)，或者信号生成器10可以直接提供数字信号ds。因此，块202和块204纯粹是可选的。

通常，音频系统还可以使用多个扬声器spk，诸如2个或4个，其中相应的音频放大器20使用不同的信号as/ds。

本领域技术人员将理解，音频系统通常还包括一个或多个电子转换器30，其被配置成生成用于音频系统的各个块的经调节的电源电压，诸如用于音频信号生成器10以及可能的块202和块204的电源电压，以便生成数字/二进制信号ds，用于控制电路2060和驱动器电路2062和2064等的电源信号。

例如，通常，转换器30包括dc/dc转换器，诸如被配置成将电压vbat转换为较低的电源电压(诸如在1.5vdc至3.3vdc之间的电压，例如，1.8vdc)的转换器，该较低的电源电压由音频系统的数字电路和/或低功率模拟处理电路使用。类似地，可以针对驱动器电路2062和2064生成附加的经调节的电压，诸如用于驱动器电路2064的4.5vdc。

在汽车无线电的情况下，由于汽车电池的电压vbat的大的变化，音频系统的各种部件的设计可能是具有挑战性的。例如，在曲柄转动(crank)和转储(dump)期间，14.4v的通常的电池电压可能会急剧(在小于2毫秒内)下降到4-5v或上升到40v。因此，为了正确操作，电子转换器30应当能够针对所有电池状况控制音频系统的电源电压。

技术实现要素：

各种实施例涉及用于音频系统的电子转换器，诸如d类音频放大器。

各种实施例涉及生成经调节的电压。

在各种实施例中，电子转换器包括被配置成接收电源电压的两个输入端子和被配置成提供经调节的电压的两个输出端子。

在各种实施例中，电子转换器包括具有第一端子和第二端子的电感器。第一电子开关连接在第一输入端子和电感器的第一端子之间。第二电子开关连接在电感器的第二端子和第二输入端子之间。

在各种实施例中，电子转换器还包括连接在电感器的第二端子和第一输出端子之间的第三电子开关，并且第四电子开关连接在电感器的第一端子和第二输出端子之间。电容器连接在第一输出端子和第二输出端子之间。

在各种实施例中，控制电路监测两个输出端子之间的电压。在充电阶段期间，控制电路闭合第一和第二电子开关，从而增加流过电感器的电流。在放电阶段期间，控制电路闭合第三和第四电子开关，因此流过电感器的电流对电容器充电，从而提高两个输出端子之间的电压。

在各种实施例中，控制电路调节充电阶段和/或放电阶段的持续时间，以便两个输出端子之间的电压对应于请求值。例如，控制电路可以确定在放电阶段结束时两个输出端子之间的电压是否大于请求值。当在放电阶段结束时，两个输出端子之间的电压小于请求值时，控制电路可以增加充电阶段的持续时间。相反地，当在放电阶段结束时，两个输出端子之间的电压大于请求值时，控制电路可以减少充电阶段的持续时间。

通常，电子转换器还可以包括一个或多个另外的输出。例如，在各种实施例中，电子转换器包括被配置成提供另外的经调节的电压的另外的输出端子，其中另外的经调节的电压以表示地的第二输入端子为基准。另外的电容器连接在另外的输出端子和第二输入端子之间，其中另外的电子开关连接在电感器的第二端子和另外的输出端子之间。在这种情况下，转换器还包括连接在电感器的第一端子和第二输入端子之间的第五电子开关。通常，可以利用二极管来实施第五电子开关和/或另外的电子开关。

在这种情况下，控制电路因此也可以调节另外的输出电压。例如，在另外的放电阶段期间，控制电路可以闭合第五电子开关和另外的电子开关，因此流过电感器的电流现在对另外的电容器充电，从而提高另外的输出端子和第二输入端子之间的电压。类似地，控制电路可以调节充电阶段和/或另外的放电阶段的持续时间，以便另外的输出端子和第二输入端子之间的电压对应于另外的请求值。

例如，在各种实施例中，控制电路被配置成周期性地重复充电阶段、放电阶段和另外的放电阶段，其中放电阶段中的一个对应于最后的放电阶段，而放电阶段中的另一个对应于充电阶段和最后的放电阶段之间的中间放电阶段。

在这种情况下，当在中间放电阶段期间增加的相应的电压达到相应的请求值时，控制电路可以停止中间放电阶段。另外，当在最后的放电阶段结束，在最后的放电阶段期间增加的相应的电压小于相应的请求值时，控制电路可以增加充电阶段的持续时间，并且当在最后的放电阶段结束，在最后的放电阶段期间增加的相应的电压大于相应的请求值时，减少充电阶段的持续时间。

通常，电子转换器还可以控制两个输出端子之间的电压相对于第二输入端子(即相对于地)的偏移。

例如，在各种实施例中，电子转换器包括基准电压生成器(诸如分压器)，基准电压生成器被配置成生成优选与电源电压成比例的基准电压。在这种情况下，第一电阻器可以连接在第一输出端子和基准电压之间，并且第二电阻器可以连接在第二输出端子和基准电压之间。

在各种实施例中，电子转换器还可以被配置成过滤寄生电流尖峰。为此目的，电子转换器可以包括连接在第一输出端子与第一输入端子或第二输入端子之间的第一电容器。附加地或备选地，电子转换器可以包括连接在第二输出端子与第一输入端子或第二输入端子之间的第二电容器。

通常，作为与基准电压的耦合的补充或替代，转换器还可以包括钳位电路，以用于限制两个输出端子相对于第二输入端子(即相对于地)的电压偏移。具体地，电子转换器可以包括第一钳位电路，第一钳位电路被配置成选择性地允许电流流向第一输出端子，直到第一输出端子和第二输入端子之间的电压达到或大于上电压。电子转换器还可以包括第二钳位电路，第二钳位电路被配置成选择性地允许电流从第二输出端子流动，直到第二输出端子和第二输入端子之间的电压达到或小于下电压。

附图说明

现在将参考附图来描述本公开的实施例，附图纯粹通过非限制性示例的方式提供，并且其中：

图1-图4已经在前面被描述；

图5示出了根据本公开的被配置成生成经调节的电压的电子转换器的实施例；

图6示出了由图5的电子转换器生成的经调节的电压的示例性波形；

图7示出了图5的电子转换器的第一实施例；

图8示出了图7的电子转换器的控制电路的实施例；

图9a和图9b示出了图7的电子转换器的可能的开关状态；

图10示出了图7的电子转换器的行为的波形；

图11示出了图5的电子转换器的第二实施例；

图12示出了图11的电子转换器的控制电路的实施例；

图13示出了图11的电子转换器的行为的波形；

图14a、图14b和图14c示出了图11的电子转换器的可能的开关状态；

图15示出了图5的电子转换器的第三实施例；

图16示出了用于图15的电子转换器的基准电压生成器的实施例；

图17示出了图15的电子转换器的寄生行为的细节；

图18示出了图5的电子转换器的第四实施例；

图19示出了图5的电子转换器的第五实施例；

图20和图21示出了用于图19的电子转换器的钳位电路的实施例；

图22示出了用于图11、图15、图18和图19的电子转换器的控制电路的实施例；以及

图23示出了图5的电子转换器的第六实施例。

具体实施方式

在以下描述中，给出了许多具体细节以提供对实施例的透彻理解。可以在没有一个或多个具体细节的情况下或者利用其他方法、部件、材料等来实践实施例。在其他实例下，未详细示出或描述公知的结构、材料或操作，以避免模糊实施例的方面。

贯穿本说明书对“一个实施例”或“实施例”的参考指的是结合实施例所描述的特定特征、结构或特性被包括在至少一个实施例中。因此，贯穿本说明书在各个地方出现的短语“在一个实施例中”或“在实施例中”不一定都指代相同的实施例。另外，可以在一个或多个实施例中以任何合适的方式组合特定特征、结构或特性。

本文中提供的标题仅是为了方便而不解释实施例的范围或含义。

在下面的图5至图23中，已经参考图1至图4描述的部件、元件或组件由之前在这些图中使用的相同的附图标记表示。在下文中将不再重复对这些之前描述的元件的描述，以免使本详细描述过重。

如前所述，本申请的各种实施例涉及电子转换器，诸如用于音频系统的电子转换器30a(还参见图1至图4的描述)。

图5示出了电子转换器30a的实施例的总体架构。通常，电子转换器30a包括两个输入端子300和端子302，以用于连接到dc电源电压vbat，其中负极端子302表示接地gnd。例如，端子300和端子302可以连接到电池bat，诸如交通工具(诸如汽车)的电池。

在所考虑的实施例中，电子转换器30a包括至少两个输出端子304和306以用于提供经调节的电压vfloat，经调节的电压vfloat可以例如用于向一个或多个数字/模拟电路(诸如，关于图2描述的信号生成器10和/或块202、206和/或控制电路2060)供电。

具体地，在各种实施例中，在端子304处的电压不直接连接到接地gnd，即(负)端子304和接地gnd之间的电压vfloat-不为零。然而，电子转换器30a被配置成在端子304和端子306之间生成经调节且基本恒定的电压vfloat，诸如1.8vdc。

具体地，在各种应用中，可能需要电压vfloat以小于电压vbat的基准电压vref为基准，即：

0<vref<vbat

具体地，在各种实施例中，转换器30a在正极端子306和接地gnd之间生成电压vfloat+，其对应于：

vfloat+＝vref+vfloat/2。

并且在负极端子304和接地gnd之间生成电压vfloat-，其对应于：

vfloat-＝vref-vfloat/2

因此，(正)端子306和(负)端子304之间的电压对应于vfloat。

例如，在各种实施例中，基准电压vref是可变的并且被设置成电源电压vbat的50％(或通常vref＝x*vbat，其中0<x<1)。例如，基准电压vref可以由附加的电压调节器或分压器提供。

通常，在许多应用中这种浮动的电压vfloat是有用的。

例如，在音频系统的情况下，可以由模拟电路，特别是由电路2060来使用这种浮动的电压vfloat，以便改善音频信号的质量，特别是关于信噪比的质量。例如，这简化了单位增益放大器的实施方式(例如，如在的文档maxim，“applicationnote3977-classdamplifiers:fundamentalsofoperationandrecentdevelopments”，2007年01月31日，可在https://www.maximintegrated.com/en/app-notes/index.mvp/id/3977处获得，或us8558618b2中所描述的，其通过引用并入本文)，因为放大器级206的电压增益是单一的(unitary)。类似地，数字电路也可以利用浮动电压vfloat工作，以简化数字电路和模拟电路之间的接口。

例如，图6示出了电源电压vbat、基准电压vref和电压vfloat+和vfloat-(以接地gnd为基准)的示例性波形。

如前所述，在转换器30a经由交通工具电池bat供电的情况下，电源电压vbat的变化可以是快速的(<2ms)。因此，在各种实施例中，转换器30a应当能够在这样的电压变化之后生成电压vfloat+和vfloat。例如，这意味着与端子304和端子306相关的相对于接地gnd的电容应当很小。

在各种实施例中(例如，参见图5)，电子转换器30a还可以包括一个或多个附加的输出端子(诸如端子308和端子310)以用于提供一个或多个附加的电源电压(诸如电压v1和v2)，其例如可以用于向被布置成驱动半桥的开关的驱动器电路2062和2054供电。通常，这些电压v1和v2可能仅需要单个端子，只要这些电压以接地gnd为基准。

相应地，在各种实施例中，转换器30a在输入处接收可变输入电压vbat并在输出处提供通常可以小于或大于输入电压vbat的一个或多个电压。因此，通常，可以使用多个电子转换器，其中每个电子转换器被配置成生成电压vfloat+、vfloat-、v1和v2中的相应的一个。

相反地，图7示出了电子转换器30a的实施例，其被配置成生成多个电压vfloat+、vfloat-、v1和v2。

具体地，在所考虑的实施例中，使用所谓的单电感器多输出(simo)架构。如该术语所暗示的，在这种情况下，电子转换器30a包括单个电感器l。

具体地，在所考虑的实施例中，电子转换器30a包括半桥，半桥包括串联连接(例如，直接)在端子300和端子302之间的两个电子开关sh和sl(诸如(例如，n沟道)fet)，端子300和端子302被布置成接收电源电压vbat，即端子300和端子302可以(直接或经由电缆)连接到电池bat。

在所考虑的实施例中，电感器l的第一端子(例如，直接)连接到开关sl和sh之间的中间点。电感器l的第二端子经由另外的电子开关sbb连接(例如，直接)到负极端子302。另外，电感器l的第二端子也经由相应的开关(诸如，(例如，n沟道)fet)连接(例如，直接)到电子转换器30a的输出端子中的每个，即端子304、端子306以及可选的端子308和/或端子310。例如，在所考虑的实施例中，电子转换器30a包括：

电子开关s-，(例如，直接)连接在电感器l的第二端子和提供电压vfloat-的端子304之间；

电子开关s+，(例如，直接)连接在电感器l的第二端子和提供电压vfloat+的端子306之间；

可选地，电子开关s1，(例如，直接)连接在电感器l的第二端子和提供电压v1的端子306之间；和

可选地，电子开关s2，(例如，直接)连接在电感器l的第二端子和提供电压v2的端子308之间。

在各种实施例中，开关s-、s+、s1和s2中的每个开关可以确保电流可以从第二电感器端子流向相应的输出端子。为此，开关中的每个开关可以是：

双向开关，例如，通过使用在相反方向上串联连接的两个场效应晶体管，例如，在n沟道fet的情况下，第一fet的漏极可以连接到第二电感器端子，第二fet的漏极可以连接到相应的输出端子，并且两个fet的源极端子可以连接在一起；或

单向开关，例如，通过将二极管与fet串联连接。

另外，如下面将描述的，也可以利用二极管实施与提供最高输出电压的输出端子304、306等相关联的电子开关(例如，与向驱动器电路2062提供电压v2的端子310相关联的开关s2)。

在所考虑的实施例中，相应的电容器c+、c-、c1和c2与输出端子中的每个相关联。具体地，在所考虑的实施例中，每个端子304、306、308和310经由相应的电容器c+、c-、c1或c2(例如，直接)连接到接地gnd。

如在图8中所示，电子转换器30a还包括控制电路32，其被配置成根据输出电压vfloat-、vfloat+、v1和v2和相应的请求的输出电压(未在图8中示出)而生成驱动信号drvh、drvl、drvbb、drv-、drv+、drv1和drv2，驱动信号drvh、drvl、drvbb、drv-、drv+、drv1和drv2被配置成分别驱动开关sh、sl、sbb、s-、s+、s1和s2。

通常，通过以适当的方式驱动开关，转换器30a可以作为降压(下降)、升压(升高)或降压-升压转换器来操作。

例如，在图9a、图9b和图10的示例中将描述控制电路32的可能操作。具体地，图9a和图9b示出了图7的转换器的两种示例性开关状态，并且图10示出了流过电感器l的电流il的可能的波形。

在所考虑的实施例中，在时刻t0并且针对充电时间tcharge，控制电路32闭合开关sh和sbb并维持其他开关打开(参见图9a)。因此，在该阶段期间，电感器l连接到电源电压vbat，并且电流il基本上线性地增加。

在充电间隔tcharge结束时，即在时刻t1，控制电路32打开开关sh和sbb，并闭合开关sl和关联于输出的输出开关s+、s-、s1或s2中的一个(诸如开关s-(参见图9b))。因此，在随后的时间间隔t-期间，电感器电流il流到输出304并且电压vfloat-增加，而电流il基本上线性地减小。

在时刻t2，例如，当电压vfloat-已经达到请求值时，控制电路32打开之前闭合的输出开关(例如开关s-)，并闭合下一个输出开关(诸如开关s+)。因此，在随后的时间间隔t+期间，电感器电流il流到输出306并且电压vfloat+增加，而电流il基本上线性地减小。

在时刻t3，例如，当电压vfloat+已经达到请求值时，控制电路32打开之前闭合的输出开关(例如开关s+)，并闭合下一个输出开关(诸如开关s1)。因此，在随后的时间间隔t1期间，电感器电流il流到输出308并且电压v1增加，而电流il基本上线性地减小。

在时刻t4，例如，当电压v1达到请求值时，控制电路32打开之前闭合的输出开关(例如开关s1)，并闭合下一个输出开关(诸如开关s2)。因此，在随后的时间间隔t2期间，电感器电流il流到输出310并且电压v2增加，而电流il基本上线性地减小。

在时刻t5，例如，当电压v2已经达到请求值时，控制电路32打开之前闭合的输出开关(例如开关s2)。

通常，各种放电阶段t+、t-、t1和t2的顺序也可以不同，并且转换器可以使用更多或更少的阶段以提供更多或更少的输出电压。

控制电路32可以以固定频率或者紧接着时刻t5开始新的循环tcharge。前者通常称为脉冲宽度调制(pwm)模式，而后者通常称为准谐振模式。

具体地，在各种实施例中，除了调节各种放电阶段的持续时间之外，控制电路32还调节充电阶段tcharge的持续时间，以便确保在电感器l中存储足够的能量以便达到所请求的输出电压。例如，为此目的，控制电路32可以使用对应于最后的放电阶段的输出端子处的电压，例如电压v2端子310。

例如，控制电路32可以在以下情况下增加充电阶段tcharge的持续时间：

电感器电流il达到零，并且电压小于请求值，或

以固定频率开始新的开关周期，并且电压小于请求值。

类似地，控制电路32可以在以下情况下减小充电阶段tcharge的持续时间：

电压达到请求值并且电感器电流il大于零，或者以互补的方式，电感器电流il达到零并且电压大于请求值，或

以固定频率开始新的开关周期并且电压大于请求值。

因此，在所考虑的实施例中，控制电路32可以针对电压v1和v2使用固定基准值，从而提供基本恒定的电压v1和v2。相反地，控制电路32可以针对电压vfloat+和vfloat-使用根据电压vbat而确定的可变基准值，从而提供可变电压vfloat+和vfloat-，其中端子304和端子306之间的电压vfloat基本恒定(如前面所描述的)。

通常，代替使用单个充电阶段tcharge，转换器也可以使用多个充电阶段，例如针对每个放电阶段的相应的充电阶段。例如，在这种情况下，电子转换器30a可以作为降压-升压转换器操作，其中顺序地调节多个输出。相应地，在所考虑的实施例中，电子转换器30a用于分时模式，其中开关sh、sl和sbb以及电感器l被顺序地用于向输出电容器中的一个提供功率(通过闭合开关s-、s+、s1或s2中的一个)。

再次，如前所述，电子转换器30a也可以仅生成电压vfloat+和vfloat-。另外，基于电源电压vbat和所请求的输出电压的值，控制电路32可以操作开关(其控制流过电感器l的电流)以便实施其他转换器拓扑，诸如：

降压转换器，其中开关sbb保持打开，并且控制电路32交替地闭合开关sh和sl，例如，以便生成小于电源电压vbat的电压v1；以及

升压转换器，其中开关sh保持闭合并且开关sl保持打开，并且控制电路32交替地闭合开关sbb和例如开关s2，以便生成大于电源电压vbat的电压v2。

在各种实施例中，由于电压vfloat+和vfloat-在电源电压vbat的最小值和最大值之间的事实，控制电路32至少针对这些电压而操作转换器30a作为降压-升压转换器。如前面所描述的。

虽然前面描述的解决方案是有效的解决方案以便生成恒定或几乎恒定的输出电压(例如电压v1和v2)，但是对于可变电压(诸如，电压vfloat+和vfloat-)的生成，该解决方案可能存在一些缺点。例如，如前所述，电源电压vbat以及因此基准电压vref可以快速变化(<2ms)。因此，电子转换器30a也应当能够提供能够跟随这些变化的电压vfloat+和vfloat-。然而，图7中所示的架构需要由电流il充电的储能/输出电容器c+和c-。另外，利用分时技术顺序操作转换器。因此，输出电容器可能不会太小。例如，电容器c1和c2的电容可以在5uf-100uf之间，例如大约10uf。因此，为了跟随具有大于100hz的频率的变化，将需要大的充电或放电电流，这将使系统效率降低。

另外，电压vfloat+和vfloat-被独立调节，因此使用两个单独的控制回路。这些回路必须确保足够的精度，以便获得所请求的电压vfloat。

因此，图11示出了电子转换器30a的第二实施例。具体地，在所考虑的实施例中，与提供电压vfloat-的端子304相关联的电子开关s-不再连接到电感器l的第二端子，而是连接到电感器l的第一端子，即在半桥的开关sh和sl之间中间点。另外，单个电容器cf连接在端子304和端子306之间。在一些实施例中，优选地省略电容器c+和c-。

图13再次示出了流过电感器l的电流il的可能波形，并且图14a、图14b和图14示出了转换器30a的各种开关阶段。

具体地，在时刻t0并且针对充电时间tcharge，控制电路32再次闭合开关sh和sbb并且保持其他开关打开(参见图14a)。因此，在该阶段期间，电流il基本线性地增加。在时刻t1，控制电路32因此打开开关sh和sbb并且充电阶段结束。

在随后的放电阶段期间，然后将存储在电感器l中的能量提供给输出端子。具体地，在放电阶段t+/-中的一个期间，例如第一放电阶段期间，控制电路32驱动开关s+和开关s-的控制端子，以便例如在时刻t1闭合这些开关(参见图14b)。因此，在该实施例中，开关s+和开关s-在相同的阶段期间闭合。如在图12中所示，控制电路32因此可以生成(除了分别驱动开关sh、sl、sbb、s1和s2的驱动信号drvh、drvl、drvbb、drv1和drv2之外)同时驱动开关s+和开关s-的公共驱动信号drvf。而且，如在图12中所示，在所考虑的实施例中，控制电路32直接在输入处接收电压差vfloat。

具体地，当开关s+和开关s-都闭合时，电感器电流il将从端子304流到端子306，从而对电容器cf充电。因此，电压vfloat-将减小并且电压vfloat-将增加，因此端子304和端子306之间的vfloat将增加。因此，在所考虑的实施例中，电流il基本上线性地减小，并且控制电路32可以在电压vfloat达到所请求的恒定值时直接在时刻t3关断开关s+和开关s-。通常，在单向开关用于开关s+和开关s-的情况下，这些开关应当支持所提到的电流流动方向，即，开关s-应当被配置成允许电流从端子304流向电感器l的第一端子(根据相应的驱动信号drv-/drvf)并且开关s+应当被配置成允许电流从电感器l的第二端子流向端子306(根据相应的驱动信号drv+/drvf)。

因此，在时刻t3，控制电路32打开之前闭合的输出开关s+和开关s-，并且闭合开关sl和其他输出开关中的一个，诸如开关s1(参见图14c)。因此，如在之前的实施例中那样，在随后的时间间隔t1期间，电感器电流il现在从接地gnd(经由开关sl和s1)流到输出308并且电压v1增加，而电流il基本上线性地减小。

在时刻t4，例如，当电压v1已经达到请求值时，控制电路32打开之前闭合的输出开关(例如开关s1)，并闭合下一个输出开关(诸如开关s2)。因此，在随后的时间间隔t2期间，电感器电流il流到输出310并且电压v2增加，而电流il基本上线性地减小。

在时刻t5，例如，当电压v2已经达到请求值时，控制电路32打开之前闭合的输出开关，例如开关s2。

再次，各种放电阶段t+/-、t1和t2的顺序也可以不同，并且转换器可以使用更多或更少的阶段以提供更多或更少的输出电压。另外，同样在这种情况下，可以使用多个充电阶段，诸如针对每个放电阶段的相应的充电阶段。

因此，在所考虑的实施例中，在放电阶段中的一个期间，开关s+和开关s-都闭合(而其他开关sh、sl、sbb、s1和s2打开)。因此，在所考虑的实施例中，电感器电流il对电容器cf充电，并且控制电路可以直接调节输出电压vfloat。

再次，考虑到电感器l处的电压水平，也可以利用二极管实施开关sl和/或连接到提供最高输出电压的输出端子的开关(例如，开关s2)，并且因此，控制单元302可以不生成相应的驱动信号，例如，用于开关sl的驱动信号drvl和用于开关s2的驱动信号drv2。

在图11和图12所示的实施例中，控制电路32仅调节端子304和端子306之间的电压差，即电压vfloat。然而，控制电路32不经调节的电压vfloat+和电压vfloat-相对于接地gnd的偏移。

通常，控制电路32因此也可以相对于接地gnd经调节的电压vfloat+和vfloat。例如，在一个实施例中，控制电路32可以闭合开关s+和开关s-两者直到电压vfloat+或电压vfloat-达到所请求的基准值(vref+/-vfloat/2)，并且然后：

当电压vfloat+已经达到所请求的电压(vref+vfloat/2)时，继续使端子302朝向接地gnd(例如，通过闭合开关sbb)或朝向其他输出端子中的一个(例如，通过开关s1或s2)放电；或

当电压vfloat-已经达到所请求的电压(vref-vfloat/2)时，继续从接地gnd对端子304充电，例如，通过打开开关s-并闭合开关sl。

不幸的是，这种控制相当复杂，并且不是使用单个电容器cf，而是再次需要两个电容器c+和c-。基本上，在这种情况下，必须再次单独经调节的电压vfloat+和vfloat-(带有相关联的复杂性)以获得所请求的可变的值。

图15示出了允许简化地控制电压vfloat+和vfloat-的电压偏移的一个实施例。具体地，在所考虑的实施例中，控制电路32调节间隔t+/-的持续时间，以便获得所请求的电压差vfloat(如关于图11-图14所描述的)，然而，控制电路32不相对于接地gnd调节电压vfloat+和vfloat-。相反地，这些电压vfloat+和vfloat-的偏移通过将端子302和304耦合到基准电压vref来单独地施加，其表示端子302和端子304的共模。

在各种实施例中(参见图16)，转换器30a因此可以包括电路34，电路34被配置成根据电压vbat在节点/端子312处生成电压vref。例如，在各种实施例中，电路34包括电阻分压器，其包括在端子300和端子302之间(例如，直接)连接的两个电阻器rref1和rref2。因此，在所考虑的实施例中，在两个电阻器rref1和rref2之间的中间点(表示所考虑的实施例中的节点/端子312)处的电压vref将基于电阻器rref1和rref2的值而与电源电压vbat成比例。例如，在各种实施例中，电阻器rref1和rref2具有基本相同的值。通常，电路34还可以包括用于实施基准电压生成器的更复杂的电路，可能还包括放大器级(诸如一个或多个运算放大器和/或电流镜)，以便确保在节点/端子312处不同负载条件下的稳定输出电压vref。

在所考虑的实施例中，端子304和端子306经由相应的电阻器rcm1和rcm2耦合到电压vref，即，电阻器rcm1(例如，直接)连接在端子306和提供电压vref的端子312(例如，电阻器rref1和rref2之间的中间点)之间，并且电阻器rcm2(例如，直接)连接在端子304和端子312之间。为了获得电压vref+/-vfloat/2，电阻器rcm1和rcm2应当具有相同的值。然而，通常电阻器也可以具有不同的值，例如，当请求相对于接地gnd的不同缩放时。

例如，假设2mhz的开关频率，电感器l的电感可以是10μh，电容器cf的电容可以是10μf，电阻器rcm1和rcm2的电阻可以是10kω，以及电阻器rref1和rref2的电阻可以是10kω。相应地，通常电感器l、电容器cf和电阻器rcm1、rcm2、rref1和rref2分别具有微亨(μh)/微法(μf)/千欧(kω)范围内的值。

发明人已经观察到关于图15和图16描述的解决方案是有效的解决方案，特别是当不需要相对于接地gnd的偏移vfloat+和vfloat-的高精度时。然而，从实际的观点来看，电路还将包括寄生电容，诸如与电感器l的第一端子和第二端子相关联的电容。

例如，其中寄生电流ipar1和ipar2分别流过开关s+和开关s-，这在图17中示出。具体地，这些寄生电流ipar1和ipar2不流过电感器l，而是流向正极电源电压vbat和/或接地gnd。发明人已经观察到(基于开关s+和开关s-的实施方式)，通常这些寄生电流ipar1和ipar2仅在开关s+和开关s-闭合的时刻t1的短暂间隔期间流动，即，电流脉冲的持续时间显著小于间隔t+/-的持续时间。原则上，当它们的幅值相同时，这些寄生电流ipar1和ipar2将不呈现任何特定问题。然而，在值不同的情况下，电流(ipar1-ipar2)也将流向提供基准电压vref的节点312。例如，在基准电压vref由分压器提供的情况下(见图16)，该电流将使基准电压vref从请求值变换。

因此，图18示出了能够抑制或至少减少流向节点312的该电流的修改的实施例。具体地，在所考虑的实施例中，电子转换器30a包括(除了关于图15所描述的组件之外)以下中的至少一个：

电容器cf1，(例如，直接)连接在端子306和提供电源电压vbat的端子300之间；和

电容器cf2，(例如，直接)连接在端子304和接地gnd(即端子302)之间。

在各种实施例中，考虑到寄生电流ipar1和ipar2的通常值，电容器cf1和cf2可以具有显著小于电容器cf的电容的电容，诸如小于5％，优选地在0.1％和2％之间(优选约1％)。例如，在各种实施例中，电容器cf1和cf2的电容在10nf到100nf之间。在各种实施例中，电容器cf1和cf2可以具有相同的电容。

因此，在所考虑的实施例中，寄生电流ipar1和ipar2也将流动。然而，电流脉冲(ipar1-ipar2)将不会流向(或将流动得更少)节点312，而是流过由电容器cf1和/或电容器cf2(以及电容器cf)提供的低阻抗路径。

通常，电容器cf1和/或cf2可以连接到相对于gnd具有低阻抗的任何基准电压(如电源电压vbat的情况)。例如，电容器cf1也可以连接到端子302(而不是端子300)和/或电容器cf2也可以连接到端子300(而不是端子302)。

图19示出了用于获得相对于接地gnd的电压偏移vfloat+和vfloat-的第二实施例。具体地，该实施例是基于图11中所示的电路，并且另外包括两个另外的电路：

第一钳位电路36，(例如，直接)连接到端子306；和

第二钳位电路38，(例如，直接)连接到端子308。

具体地，在所考虑的实施例中，第一钳位电路36被配置成选择性地允许电流流向端子306，直到电压对应于上电压阈值vh。

例如，如在图20中所示，钳位电路36可以包括在提供电源电压vbat的端子300和端子306之间(例如，直接)连接的晶体管362(诸如n沟道fet，诸如nmos)。

在所考虑的实施例中，晶体管362的栅极端子由运算放大器364驱动。具体地，在所考虑的实施例中，运算放大器364在非反相/正输入端子处接收上电压阈值vh并且在反相/负输入端子处接收端子306处的电压。

因此，电路36将驱动晶体管362，从而允许电流(来自电源电压vbat)流向端子306，直到端子306处的电压达到或大于电压vh。

相反地，在所考虑的实施例中，第二钳位电路38被配置成选择性地允许来自端子304的电流流动直到电压对应于下电压阈值vl。

例如，如在图21中所示，钳位电路38可以包括(例如，直接)连接在端子304和端子302(接地gnd)之间的晶体管382(诸如p沟道fet，诸如pmos)。

在所考虑的实施例中，晶体管382的栅极端子由运算放大器384驱动。具体地，在所考虑的实施例中，运算放大器在非反相/正输入端子处接收下电压阈值vl并且在反相/负输入端子接收端子304处的电压。

因此，电路38将驱动晶体管382，从而允许来自端子304的(朝向接地gnd)电流流动，直到端子304处的电压达到或小于电压vl。

在各种实施例中，钳位电路36和钳位电路38不用于直接施加电压vref+/-vfloat/2，但钳位电路仅大约设置节点304和节点306处相对于接地gnd的电压。

具体地，在各种实施例中，上阈值和下阈值对应于：

vh＝vref+vfloat/2-δ

vl＝vref-vfloat/2+δ

因此，在没有开关sh、sl、sbb的任何切换动作的情况下，钳位电路36和钳位电路38将设置以下电压(经由电容器cf的耦合)：

vfloat+＝vref+vfloat/2-δ

vfloat-＝vref-vfloat/2+δ

并且端子306和端子304之间的电压差vdiff将是：

vdiff+＝vfloat-2δ

例如，在各种实施方案中，δ的值选自vfloat值的5％和20％之间，例如δ＝0.1vfloat。例如，对于vfloat＝1.8v，δ可以在150mv和180mv之间。

因此，当控制单元32驱动转换器30a的开关时，控制单元32也将经调节的电压差vdiff，直到该值对应于请求值vfloat。

当电源电压vbat保持恒定时，钳位电路36和钳位电路38在电压差vdiff的调节期间不进行干预。相反地，钳位电路34和钳位电路36可以吸收由前面提到的寄生电流生成的电流峰值和/或可以在电源电压vbat变化时进行干预。

图22在这方面示出了控制电路32的可能的实施例。具体地，在所考虑的实施例中，电压vfloat+和vfloat-被提供给例如基于运算放大器的差分放大器320。差分放大器320的输出连接到误差放大器324(诸如pi(比例-积分)或pid(比例-积分-微分)调节器)，误差放大器324被配置成根据电压差和基准信号ref而生成误差信号。在所考虑的实施例中，缩放电路和/或电流-电压转换电路322(诸如包括两个电阻器的分压器)可以连接在差分放大器320和误差放大器324之间。

在所考虑的实施例中，可以与相应的误差放大器332和336类似地提供可选的电压v1和v2。虽然在这种情况下也可以使用缩放电路330和334，但通常不需要差分放大器，因为电压v1和v2以接地gnd为基准。

在误差放大器324、332和336的输出处的误差信号被提供给驱动器电路326。具体地，在所考虑的实施例中，驱动器电路326被配置成通过生成用于开关sh、sl、sbb、s+、s-、s1和s2的驱动信号来管理充电阶段和各种放电阶段。通常，开关sl的驱动信号drvl和开关s2的驱动信号drv2纯粹是可选的，因为也可以利用二极管实施这些开关。

例如，在各种实施例中，驱动器电路326可以是脉冲宽度调制(pwm)驱动器电路。为此，驱动器电路326可以具有相关联的振荡器328，振荡器328被配置成生成具有固定频率(即固定的开关周期tsw)的振荡器信号。

例如，当振荡器信号指示新的开关周期的开始(实质上对应于图13的时刻t0)时，驱动器电路326设置驱动信号drvh和drvbb以用于闭合开关sh和sbb。在时刻t1，即在持续时间tcharge之后，驱动器电路326设置驱动信号drvh和drvbb以用于打开开关sh和sbb。因此，在所考虑的实施例中，这些驱动信号drvh和drvbb是pwm信号，其被设置成：

对于与持续时间tcharge对应的接通持续时间，第一逻辑电平(例如，高)；和

对于与tsw-tcharge对应的关断持续时间，第二逻辑电平(例如，低)。

在所考虑的实施例中，驱动器电路326然后(例如，在时刻t1)设置驱动信号drvf以用于闭合开关s+和开关s-。在时刻t3，即在持续时间t+/-之后，驱动器电路326设置驱动信号drvf以用于打开开关s+和开关s-。因此，在所考虑的实施例中，驱动信号drvf是pwm信号，其被设置成：

对于与持续时间t+/-对应的接通持续时间，第一逻辑电平(例如，高)；和

对于与tsw-t+/-对应的关断持续时间，第二逻辑电平(例如，低)。

在所考虑的实施例中，驱动器电路326然后(例如，在时刻t3)设置驱动信号drv1以用于闭合开关s1(以及可能驱动信号drvl以用于闭合开关sl)。在时刻t4，即在持续时间t1之后，驱动器电路326设置驱动信号drv1以用于打开开关s1。因此，在所考虑的实施例中，驱动信号drv1是pwm信号，其被设置成：

对于与持续时间t1对应的接通持续时间，第一逻辑电平(例如，高)；和

对于与tsw-t1对应的关断持续时间，第二逻辑电平(例如，低)。

通常，驱动器电路326然后可以生成用于开关s2的驱动信号drv2。相反地，在所考虑的实施例中，利用二极管实施开关s2。因此，当开关s+、s-和s1打开时，电流il将通过二极管s2流向端子310，直到电流il达到零或开关持续时间tsw结束。

具体地，在所考虑的实施例中，驱动器电路326被配置成分别根据由误差放大器324和332提供的误差信号来变化驱动信号drvf和drv1的接通持续时间t+/-和t1。具体地，在所考虑的实施例中，误差放大器324和332将变化这些持续时间(经由相应的误差信号)，直到电压vfloat和v1对应于相应的请求的值。

相反地，在所考虑的实施例中，驱动器电路326被配置成根据误差放大器336提供的误差信号来变化驱动信号drvh和drvbb的接通持续时间tcharge。具体地，在所考虑的实施例中，误差放大器336将变化持续时间(经由相应的误差信号)，从而改变最大电流il，直到电压v2对应于相应的请求的值。另外，驱动器电路326还可以根据由其他误差放大器(例如，放大器324和放大器332)提供的误差信号来变化接通持续时间tcharge，这对于在输出的短负载变化的情况下执行(预测)控制可能是有用的。例如，当误差放大器324、332和336具有(除了积分分量之外)比例和/或微分分量时，这种布置是有用的。

因此，在各种实施例中，控制单元32被配置成管理周期性重复的以下阶段：

充电阶段tcharge，其中控制电路32闭合开关sh和sbb以用于在电感器l中存储能量；

(最后)放电阶段，其中存储在电感器l中的能量被传递到输出；和

在充电阶段和最后的放电阶段之间的一个或多个可选的中间放电阶段，其中存储在电感器l中的能量被传递到一个或多个相应的其他输出。

通常，放电阶段t+/-可以是最后的放电阶段或中间放电阶段。

具体地，在各种实施例中，控制单元被配置成当相应的输出电压达到请求值时停止中间阶段。相反地，使用最后的放电阶段来控制充电阶段tcharge的持续时间。

例如，通过使用具有恒定开关周期tsw的pwm调制，控制单元32可以：

当在最后的放电阶段结束时，相应的输出电压小于请求值时，增加充电阶段tcharge的持续时间(同时维持总持续时间tsw)；和

当在最后的放电阶段结束时，相应的输出电压大于请求值时，减小充电阶段tcharge的持续时间(同时维持总持续时间tsw)。

通常，最后的放电阶段的持续时间也可以是恒定的。因此，控制单元32可以：

当在最后的放电阶段结束时，相应的输出电压小于请求值时，增加充电阶段tcharge的持续时间；和

当在最后的放电阶段结束时，相应的输出电压大于请求值时，减小充电阶段tcharge的持续时间。

前面描述的电子转换器30a的大部分组件也可以集成在集成电路中。通常，术语集成电路并不意指裸片安装在封装内，但是例如，裸片也可以直接安装在印刷电路板(pcb)上。因此，术语焊盘用于标识集成电路的裸片的焊盘，并且术语引脚标识集成电路的可选外部封装的引脚或引线。因此，当使用术语“焊盘/引脚”时，这表示裸片具有焊盘，并且在使用外部封装的情况下，封装也具有对应的引脚，其连接到相应的焊盘。

例如，图23示出了实施例，其中这种集成电路可以包括：

两个引脚/焊盘300和302以用于连接到电源电压vbat；

开关sh、sbb、s+和s-；

开关/二极管sl；

可选的开关s1；

可选的开关/二极管s2；

控制电路32；和

可选的钳位电路36和钳位电路38。

在各种实施例中，集成电路不包括大的电感器、电容器和电阻器，诸如电感器l、电容器cf、以及电容器c1和c2，即，这些组件相对于集成电路在外部。相反地，诸如电容器cf1和cf2的小的电容器以及所描述的各种电阻器可以是外部的或内部的。

例如，在所考虑的实施例中，集成电路包括：

两个引脚/焊盘400和402，以用于连接到外部电感器l；

引脚/焊盘308，以用于连接到外部电容器c1(只要电压v1是可选的，就是可选的)；

引脚/焊盘310，以用于连接到外部电容器c2(只要电压v2是可选的，就是可选的)；和

至少两个引脚/焊盘，以用于连接电容器cf。

通常，电容器cf可以直接连接到两个焊盘/引脚304和306。相反地，图23示出了使用四个引脚/焊盘304、306、404和406的实施例。具体地，引脚/焊盘404和406分别直接连接到开关s-和s+。相反地，引脚/焊盘304和306提供电压vfloat-和vfloat+。因此，在所考虑的实施例中，外部电容器cf的第一端子可以连接到引脚/焊盘304和404，从而将引脚/焊盘304在外部连接到引脚/焊盘404，并且外部电容器cf的第二端子可以连接到引脚/焊盘306和406，从而将引脚/焊盘306在外部连接到引脚/焊盘406。

具体地，该实施例具有以下优点：引脚304、306、404和404的键合的寄生电感lbond1、lbond2、lbond3和lbond4与电容器cf一起实施了用于电流峰值的改进的滤波器级。

通常，还可以组合各种实施例。例如，在图23中，集成电路还包括钳位电路38和钳位电路36，它们在内部连接到引脚/焊盘306和304。

另外，在所考虑的实施例中，电子转换器包括电容器cf1和cf2，它们分别在外部连接到引脚/焊盘304/404和引脚/焊盘306/406。

类似地，电子转换器还可以包括耦合电阻器rcm1和rcm2，其可以在外部与电容器cf并联连接或者在引脚/焊盘304/306或引脚/焊盘404/406之间内部连接。

因此，关于图11至图23描述的各种实施例具有以下优点：

为了调节输出电压vfloat，仅需要单个阶段t+/-；

因此，可能仅需要单个控制回路，因为可以仅使用单个驱动信号drvf；

需要单个输出电容器cf来提供输出电压vfloat；因此，除了寄生电流和可选的滤波电容器cf1和cf2之外，用于给输出电容充电的电流不会流向接地gnd；

可以更快地调节偏移电压vfloat+和vfloat-，因为相对于电源电压vbat和接地gnd的相应的端子的电容很小。

另外，如前面所描述的，除了电压vfloat之外，相同的电子转换器30a还可以用于生成一个或多个附加电压v1和v2。在不存在这些电压的情况下，可以省略相应的开关s1和s2并且还可以省略开关/二极管sl。

当然，在不损害本发明的原理的情况下，构造和实施例的细节可以相对于纯粹作为示例在本文描述和示出的内容而广泛变化，而不会因此脱离如由随后的权利要求所限定的本发明的范围。