开关模式电源的控制电路以及LLC转换器系统及其控制方法与流程

本公开内容涉及电源单元。

背景技术：

用于开关模式电源(smps)的电源单元(psu)启动序列可以在初始启动时段期间利用时控振荡器(tco)。随着半桥(hb)电压反馈(vhbfb)变得可用，用于psu的控制器可以将操作系统频率的控制从tco切换到压控振荡器(vco)。关于psu启动时段的性能因素可以包括psu提供稳态输出电压所需的时间量、启动期间的电压过冲量和负电压斜率、以及其他因素。psu可以被配置成供应宽功率范围，这可以影响性能因素。

技术实现要素：

通常，本公开内容涉及使开关模式电源(smps)在启动期间输出平滑上升的电压(vout)并且在稳态期间仍然有效地工作的技术。在诸如用于计算机设备的电源单元(psu)的一些应用中，会期望避免负电压斜率和电压过冲的平滑上升的vout。本公开内容的技术包括向用于smps的控制器添加自适应加载时控振荡器(tco)补偿电路。自适应加载tco补偿电路可以基于来自半桥的反馈电压(vhbfb)的下降率斜率(dv/dt)和smps上的负载来调整tco频率。tco补偿电路可以调整tco工作频率以线性地调节vhbfb下降率。

在一个示例中，本公开内容涉及开关模式电源(smps)控制电路，该电路包括：时控振荡器(tco)，其被配置成输出包括tco频率的控制信号；以及包括反馈输入元件的tco补偿电路。反馈输入元件接收电压反馈信号，并且tco补偿电路被配置成调整控制信号的tco频率使得电压反馈信号近似线性地减小。

在另一示例中，本公开内容涉及一种系统，其包括：llc转换器电路；以及llc控制电路，该电路包括：时控振荡器(tco)，其被配置成输出包括tco频率的控制信号；以及包括反馈输入元件的tco补偿电路，其中，反馈输入元件接收电压反馈信号。tco补偿电路被配置成调整控制信号的tco频率使得电压反馈信号近似线性地减小。

在另一示例中，本公开内容涉及一种方法，其包括：通过开关模式电源(smps)控制电路接收电压反馈信号；通过smps控制电路输出控制信号，其中，控制信号由时控振荡器(tco)生成，并且其中，控制信号包括tco频率；通过smps控制电路调整控制信号的tco频率，使得电压反馈信号近似线性地减小。

在附图和以下描述中阐述了本公开内容的一个或更多个示例的细节。本公开内容的其他特征、目的和优点根据说明书和附图以及根据权利要求书将是明显的。

附图说明

图1是示出根据本公开内容的一种或更多种技术的、包括llc转换器和自适应加载tco补偿电路的示例系统的框图；

图2是示出根据本公开内容的一种或更多种技术的、电路对高负载和轻负载的示例响应的时间图；

图3是示出smps控制器电路的tco和vco在启动期间的操作的示例的时间图；

图4是示出使用具有延长的时间tco的示例smps控制器电路对llc的启动的影响的时间图；

图5是示出在反馈环路中具有延长的补偿延迟对示例llc电路的启动的影响的时间图；

图6a是说明启动期间的电流路径的示例反馈环路的示意图；

图6b是说明反馈环路中的不同尺寸的电容器在启动期间的影响的时间图；

图7a是说明利用使用tco冻结电路的示例smps控制器电路的llc转换器电路的启动操作的时间图；

图7b是说明tco冻结(freeze)电路的示例实现的示意图；

图8是示出根据本公开内容的一种或更多种技术的、自适应加载tco补偿电路的示例实现的示意图；

图9a和图9b是在llc转换器输出上具有轻负载的情况下比较使用tco冻结电路的llc转换器电路的启动操作和使用自适应加载tco补偿电路的llc转换器电路的启动操作的时间图；

图10a和图10b是在llc转换器输出上具有高负载的情况下比较使用tco冻结电路的llc转换器电路的启动操作和使用自适应加载tco补偿电路的llc转换器电路的启动操作的时间图；

图11a和图11b比较了根据本公开内容的一种或更多种技术的未补偿的smps控制器和tco补偿电路对启动期间的负电压斜率的影响；

图12a和图12b比较了根据本公开内容的一种或更多种技术的未补偿的smps控制器和tco补偿电路对启动期间的电压过冲的影响；

图13是说明根据本公开内容的一种或更多种技术的tco补偿电路的示例工作的流程图。

具体实施方式

本公开内容涉及使开关模式电源(smps)在启动期间输出平滑上升的电压(vout)并且在稳态期间仍然有效地工作的技术。在诸如用于计算机设备的电源单元(psu)的一些应用中，会期望避免负电压斜率和电压过冲的平滑上升的vout。本公开内容的技术包括向用于smps的控制器添加自适应加载时控振荡器(tco)补偿电路。自适应加载tco补偿电路可以基于来自半桥的反馈电压(vhbfb)的下降率斜率(dv/dt)和smps上的负载来调整tco频率。tco补偿电路可以调整tco工作频率以线性地调节vhbfb下降率。

由于vhbfb下降率取决于由smps供应的负载，因此对于轻负载，tco补偿电路可以与电路检测到vhbfb几乎同时地增加有效的tco频率。通过在感测到vhbfb的开始时调整tco频率，tco补偿电路可以尽可能早地降低响应并且避免输出电压过冲并且避免vout中的负电压斜率的风险。对于高负载，vhbfb可以具有陡的下降率斜率(即高dv/dt)。tco补偿电路可以根据需要调整tco频率以线性地调节vhbfb并避免可能导致压控振荡器(vco)过补偿的快速、连续的频率增加。换言之，tco补偿电路适应加载并且对tco与压控振荡器(vco)之间的切换点的调节速度进行自调整。本公开内容的技术改进了诸如llc转换器的smps的启动操作，并且可以例如与电压模式llc或电流模式llc两者一起使用。为简单起见，本公开内容将专注于llc转换器，然而这些技术可以与其他类型的smps一起使用。在本公开内容中，llc转换器是指具有谐振回路的多谐振转换器，谐振回路包括三个电抗元件：两个电感器和一个电容器。

当llc控制器电路启动llc时，控制器内的tco随着时间从高到低输出系统工作频率。在几毫秒内，vhbfb基于vout的增加开始下拉。控制器内的vco根据vhbfb计算vco工作频率。当vco频率高于tco频率时，llc控制器电路使vco接管系统工作频率，这可以称为“切换”或tco至vco切换。

在一些应用中，对于启动以及对于稳态会期望某些性能因素。性能因素的一些示例包括vout达到供应负载的调节电压(regulatedvoltage)所需的时间。在一些示例中，这个时间可以是约20毫秒(ms)或更少，并且可以称为系统充电响应。其他性能因素可以包括避免负电压斜率和电压过冲的平滑上升的vout。在一些示例中，如果电压过冲大于调节电压的大约百分之五，则该电压过冲可能是不期望的。在一些应用中，smps可能需要从高效率“低功率模式”到消耗更多的功率并且对smps施加高负载的高活动模式供应宽功率范围。例如，对控制器电路进行调谐以在高负载下具有良好的启动性能，但可能在其他加载条件下对其他性能因素产生负面的影响。

当llc启动时，或者类似地当llc在保护关闭之后启动时，输出能量流应逐渐且平滑地增加以允许输出电流和输出电压的缓慢上升(buildup)。在一些示例中，逐渐的增加可以称为“软启动”。在没有软启动的情况下，在一些情况下，llc转换器电路可以从输入源以及通过功率晶体管和其他部件汲取具有潜在破坏性的高电流，以试图对输出电容器进行充电并使vout达到期望的调节值。在启动时，输出电容器放电，启动阶段可以被认为是短路。为了使能量流最小化，来自tco的初始开关频率可以高于稳态谐振频率。这允许llc转换器在感应区域中工作。控制器使tco频率逐渐衰减直到输出电压接近调节值以及控制环路闭合为止。vco接管操作频率以调节输出电压和输出电流。

本公开内容的技术可以为其他llc控制器技术提供若干优点。一些优点可以包括适应于smps可以供应的各种各样的负载而无需进一步调谐或调整。换言之，本公开内容的技术适应于加载，加载可以使无负载和最大负载两者都实现类似的上升波形。另一优点还可以包括为反馈环路部件提供更多的设计裕度。当使用根据本公开内容的llc控制器电路用于特定应用时，启动期间的平滑上升的电压波形可以使设计工作更容易。例如，根据本公开内容的llc控制器电路可以获得关于反馈部件设计的设计裕度，这可以降低诸如启动、电压纹波、动态负载、以及反馈环路增益裕度(gm)和相位裕度(pm)的psu性能因素的设计复杂性。其他优点可以包括在启动时为快速的dv/dt斜率提供调节器并且降低整体切换风险，整体切换风险可能通过在启动期间由于大信号而饱和的次级侧反馈环路所导致。换言之，可变增益控制可以确保反馈电压vhbfb的陡的斜率直到tco至vco的交叉点为止，该交叉点可以帮助确保psu将系统频率从tco切换到vco。

图1是示出根据本公开内容的一种或更多种技术的包括llc转换器和自适应加载tco补偿电路的示例系统的框图。自适应加载tco补偿电路可以使llc转换器系统10向负载输出避免启动期间的电压过冲和负电压斜率的平滑上升的输出电压。就图1的llc转换器示例来描述自适应加载tco补偿电路28的功能，然而本公开内容的技术可以适用于其他类型的电源单元，诸如反激式psu、llc前向psu、半桥psu、全桥psu、相移全桥psu以及类似的psu。

图1的示例中的系统10包括向半桥功率级14输出栅极驱动器信号的控制器电路20，该半桥功率级14是对llc转换器16执行功率因数校正(pfc)的电路。llc转换器16向负载29输出电压(vout15)。在图1的示例中，系统10用作开关模式电源(smps)的dc-dc级。关于系统10的使用的一些示例可以根据工作模式而包括诸如台式计算机的计算机电源、服务器或可以使用一定范围的输入电力的类似负载中的使用，然而在其他应用中也期望本公开内容的技术。系统10可以被认为是包括smps控制电路的系统。

控制器电路20可以包括感测和控制电路21、栅极驱动器电路26和自适应加载tco补偿电路28。系统10内的块仅用于说明目的。在其他示例中，系统10的功能可以以其他方式分组并且包括本文未描述的功能块。控制器电路20可以基于程序指令以及来自系统10内的信号的反馈来控制llc转换器16的输出。

感测和控制电路21可以包括处理器电路22、时控振荡器(tco)23、压控振荡器(vco)24、模数转换器(adc)25以及图1中未示出的其他功能或部件。感测和控制电路21可以从半桥功率级14接收诸如vhbfb的反馈信号，经由信号路径18从llc转换器16接收负载电流或温度的指示，或者接收图1中未示出的其他信号。vhbfb可以是从半桥功率级14跟随信号路径13的信号中的一个。在一些示例中，感测和控制电路21可以接收经由adc25采样且数字化的信号，诸如vhbfb。在一些示例中，感测和控制电路21还可以包括接收信号并且向adc25或向处理器22输出信号的多路复用器(图1中未示出)。

在启动期间，tco23可以随着时间的推移从高到低输出系统工作频率。在一些示例中，由tco23输出的信号可以被认为是包括tco频率的控制信号。在几毫秒之后，输出电压vout15开始增加，反馈电压vhbfb也开始增加。随着反馈电压vhbfb增加，vco24的频率增加。当vco24的频率高于tco23的频率时，感测和控制电路21使vco24接管系统工作频率和tco至vco切换点。tco23可以用于在一定时间段内减小系统工作频率以提供平滑上升的vout。在切换之后，控制器电路还可以被配置成响应于vco频率超过基于tco23的频率的频率阈值来阻止或关断来自tco23的控制信号并且输出来自vco24的控制信号。

在启动之后，vco24可以基于来自半桥功率级14的反馈电压vhbfb来提供系统频率。在一些示例中，vhbfb与vout15成比例并且可以诸如通过光隔离器与vout15隔离。在一些示例中，由vco24输出的信号可以被认为是包括vco频率的控制信号。vco的设计可以考虑环路增益裕度(gm)和相位裕度(pm)以及关于系统工作的动态要求和纹波要求。在一些示例中，添加补偿延迟可以帮助在正常工作期间稳定系统。然而，对于正常工作会期望的补偿延迟可能与切换期间的系统启动冲突。补偿延迟可能导致切换点低于正常工作vco设定定义(settlingdefinition)。另外，电压反馈vhbfb在切换之后会减小。该补偿延迟会在切换期间扩大频率间隙。在一些示例中，补偿延迟会导致启动期间的负斜率。

处理器22可以接收经由adc25的反馈信号、过零指示以及来自系统10外部的源诸如温度传感器的其他信号或控制信号。处理器22可以包括存储器位置，存储器位置具有用于如何控制半桥功率级14和llc转换器16的程序指令。处理器22还可以管理安全功能，诸如过压和过流保护、过温保护、自动重启以及其他功能。处理器22的示例可以包括微处理器、控制器、数字信号处理器(dsp)、专用集成电路(asic)、现场可编程门阵列(fpga)、片上系统(soc)或等效的分立或集成逻辑电路系统中的任一个或更多个。处理器可以是集成电路即集成处理电路，并且集成处理电路可以被实现为固定硬件处理电路、可编程处理电路和/或固定处理电路和可编程处理电路两者的组合。

栅极驱动器电路26可以输出驱动半桥功率级14内的高侧和/或低侧功率晶体管的栅极控制信号以调节到负载29的输出电压和输出电流。例如，栅极驱动器电路26可以输出高侧栅极驱动器信号hsgd11和低侧栅极驱动器信号lsgd12。栅极驱动器电路26可以基于工作频率输出栅极驱动器信号。工作频率早期在启动阶段取决于来自tco23的控制信号以及在tco至vco切换之后取决于来自vco24的控制信号。换言之，半桥功率级14的工作频率基于来自tco23或vco24的控制信号。

在一些示例中，自适应加载tco补偿电路28被配置成接收vhbfb并且调整tco23的频率使得电压反馈信号vhbfb近似线性地减小。换言之，使得vhbfb随着时间的变化(dv/dt)或者电压下降率是近似线性的。在一些示例中，自适应加载tco补偿电路28可以在控制器电路20中被实现为如图1的示例中所示的单独的电路。在其他示例中，自适应加载tco补偿电路28可以被实现为要由处理器电路22执行的软件指令。在其他示例中，自适应加载tco补偿电路28可以被实现为附加电路和由控制器电路20内的其他块执行的功能的一些组合。例如，自适应加载tco补偿电路28可以经由adc25接收vhbfb信息。

在自适应加载tco补偿电路28从adc25接收vhbfb信号的示例中，adc25可以基于adc25的诸如位数、adc范围、最低有效位(lsb)的量化大小、adc速度以及其他参数的规范而具有最小输出和最大输出。自适应加载tco补偿电路28可以被配置成一旦vhbfb可检测就调整tco23的频率。换言之，一旦vhbfb出现在adc25的输出上，例如在adc的最大电压处，就调整tco23的频率。描述了不同的方式，在启动期间，llc接通时间线性地增加直到感测到来自vhbfb的反馈。控制器电路20可以控制来自tco23的工作频率以线性地调节vhbfb下降率。自适应加载tco补偿电路28可以基于vhbfb下降率和到负载29的负载电流来补偿来自tco23的工作频率。例如，对于轻负载(低负载电流)，自适应加载tco补偿电路28可以在一旦通过adc25感测到vhbfb就立即在几个时钟周期内提高工作频率，随后随着启动过程继续进行线性调节vhbfb。一旦通过adc25感测到vhbfb就立即调整tco部分期间的工作频率具有避免过冲的优点。

在不具有自适应加载tco补偿电路28的控制器电路的示例中，可以针对“平均”输出负载电流对具有固定减小的频率斜率的tco进行调谐。在轻负载的示例中，缓慢减小的频率斜率可以降低在启动期间vout15中的负斜率的风险。但是在最大负载电流的示例中，减小得太慢的固定频率斜率可能导致输出上升时间超出规格。换言之，作为vout增加到期望的输出电压的时间的充电响应可能太慢。期望的输出电压可以是在smps设计过程期间预定的调节电压并且取决于负载29的特性。本公开内容的自适应加载tco补偿电路28可以具有以下优点：允许系统10在启动期间为负载29供应宽功率范围，同时仍输出使过冲和负斜率的风险最小化的平滑上升的vout15。随着全球的规范要求推动待机功耗的降低，在smps中可能期望供应由本公开内容的技术提供的宽功率范围的能力。

图2是示出根据本公开内容的一种或更多种技术的smps电路对高负载和轻负载的示例响应的时间图。自适应加载tco补偿电路例如上面关于图1所描述的自适应加载tco补偿电路28可以根据负载和vhbfb下降率(dv/dt)来补偿来自tco的工作频率。图2的示例示出了启动期间的来自半桥的反馈电压vhbfb和tco频率(ftco)。

随着tco频率在启动期间减小，vout(图2中未示出)可以增加而vhbfb减小，因为电压反馈信号vhbfb基于输出电压vout。对于负载的启动电流低的轻负载36(低电流)，当与高负载的下降率相比时，vhbfb的下降率可能是陡的。一旦vhbfb下降到最大adc电压30(adc-max)以下，即当通过adc例如上面关于图1所描述的adc25感测到vhbfb时，自适应加载tco补偿电路就可以立即在几个时钟周期内提高工作频率。这在图2中被示为tco-轻曲线44a。在初始增加之后，然后自适应加载tco补偿电路可以减小工作频率以使如由vhbfb-轻曲线40a示出的vhbfb线性地减小。

对于在启动期间具有来自负载的高电流需求的高负载38，vhbfb-高40b可以具有较浅(shallow)的dv/dt。当与轻负载条件相比时，自适应加载tco补偿电路可以延迟tco增加，如由tco-高44b所示。在频率增加之后，电路可以减小工作频率使得vhbfb-高40b如图2所示线性地减小。在adc-min32以下，自适应加载tco补偿电路可以不读取vhbfb的值。

图3是示出smps控制器电路的tco和vco在启动期间的工作的示例的时间图。图3示出了在没有自适应加载tco补偿电路的情况下tco至vco切换的示例。

如上所述，在启动期间，控制器电路可以在远高于谐振频率下操作llc转换器，以控制启动电流。控制器电路可以从最大tco频率tco-fmax110减小tco频率104，以确保vhbfb100的线性下降率。一旦vhbfb100的电压电平下降到adcmax106以下，控制器电路例如上面关于图1所描述的控制器电路20就可以开始检测vhbfb100。随着vhbfb100减小，vco频率102从最小vco频率vco-fmin116增加，并且可以增加到与最大vco频率vco-fmax112一样高。一旦vco频率102增加到预定阈值(图3中未示出)以上，控制器电路就可以使vco接管工作频率。预定阈值可以基于tco频率104并且接近llc转换器谐振频率。在adcmin108以下，控制器电路可能无法检测vhbfb。vhbfb可以被认为是能量和加载检测器的一部分。当vhbfb下降时，可能期望系统频率避免在vco切换之后快速、连续地增加。

图4是示出使用具有延长的时间tco的示例smps控制器电路对llc的启动的影响的时间图。图4的时间图示出了在没有自适应加载tco补偿电路的情况下的tco至vco切换。

类似于图3中所示的tco至vco切换，如上所述，tco频率曲线154a以高频率开始管理初始电流。随着tco频率154a减小，由于vout(图4中未示出)增加，因此反馈电压vhbfb156a最终在由155指示的时间附近开始减小。155处的时间指示当vhbfb156a处于类似于图2中描绘的adc-max30的adc-max时的tco频率154a。随着vhbfb156a减小，vco频率152a增加。当vco频率152a超过大于tco频率154a的预定阈值时，vco频率接管工作频率。

在一些示例中，可以对tco进行调谐来以较慢的速率降低频率，这可以降低当vout增加时的负斜率的风险。然而，在负载在启动期间为高的示例中，电路的充电响应可能比某些应用期望的慢。换言之，vout可以在比期望的预定时间更长的时间内达到期望的调节电压。这由时间延迟150示出。

在更详细的示例中，tco频率154b可以以比tco频率154a更慢的速率减小。这可能意味着vhbfb156b正好在由157指示的时间之前不减小，该时间是tco频率154b下降到足够低使vco频率152b大于tco频率154b并且发生切换的点。

相比之下，包括自适应加载tco补偿电路的本公开内容的技术可以根据负载和如上面关于图2描述的vhbfb的斜率来补偿tco频率。根据本公开内容的技术的smps电路可以被配置成实现性能因素，诸如具有平滑上升的vout的充电响应，该充电响应也在比固定时间tco更短的时间内达到调节电压。

图5是示出对在反馈环路电路中具有延长的补偿延迟的示例llc电路的启动的影响的时间图。图5的时间图示出了在没有自适应加载tco补偿电路的情况下的tco至vco切换。

可以对用于vco的控制环路进行调谐以解决环路gm和pm、动态负载的范围以及vout中的稳态电压纹波。在一些示例中，控制环路可以包括附加的补偿延迟，附加的补偿延迟可以帮助在正常工作期间稳定系统。然而，附加的补偿延迟可能在vout达到期望的调节电压时导致启动期间的不期望的影响，诸如导致切换点低于稳态voc设定定义。补偿延迟可能导致切换期间的扩大的频率间隙，以及可能增加启动期间的充电响应中的负斜率的风险，尤其对于轻负载。

频率间隙174可以被视为adcmax处的tco频率170相比于切换频率172之间的频率差。如上面关于图2至图4所描述的，随着tco频率168减小，vout增加(图5中未示出)而vhbfb160开始减小。在vhbfb160检测开始时，即当vhbfb160处于adcmax162处时，tco频率168处于170。

在该示例中，vco频率可能不遵循vco频率曲线165而在稳态下趋于稳定。反而，反馈电压vhbfb160可以使vco频率遵循vco166并且使切换点低于期望的vco设定频率。在一些示例中，在切换之后，反馈电压vhbfb继续减小到adcmin164以下，如由171所示。

相比之下，本公开内容的自适应加载tco补偿电路可以补偿tco频率斜率来解决轻负载。包括自适应加载tco补偿电路的smps电路可以降低在启动期间通过由于大信号而饱和的次级侧反馈环路所导致的切换风险。本公开内容的技术还可以具有系统的以下优点：提供可变增益以控制反馈电压vhbfb160线性下降。在一些示例中，线性下降可以在adc的一个lsb的量级上超过32微秒(μs)或1lsb-adc/32μs。明确定义的vhbfb下降率(dv/dt)可以产生明确定义的切换时间。其他优点可以包括：可以对加载自调整tco频率，这可以对一定范围的启动负载产生随时间而平滑上升的vout波形。这种自调整可以使最终用户的设计工作不那么复杂，因为例如根据本公开内容的技术的电路可以具有反馈环路中的部件的设计裕度。因为明确定义了启动行为，所以设计裕度可能需要较少的工作量来确定部件的满足期望的纹波、动态负载以及环路gm和pm的期望值。减少的工作量可能来自于在设计反馈环路时对平衡启动行为与稳态行为的需求减少。

图6a是说明启动期间的电流路径的示例反馈环路的示意图。图6a示出了当与在稳态工作期间相比时反馈环路电路在启动期间如何设置偏置电压。在一些示例中，图6a的电路可以包括在图1中描绘的半桥功率级块14中。在其他示例中，图6a的电路的部分可以包括在图1的llc转换器块16中，而其他部分可以包括在半桥功率级14中。

图6a的电路包括类似于图1中描绘的vout15的vout215。vout215通过与电阻器r4串联的电阻器r1来连接至地。vout215还通过电容器c4与电阻器r5并联的并联组合来连接至光隔离器204。电阻器r6与光隔离器204并联耦合。电阻器r1与电阻器r3和电容器c3串联的串联组合并联，使得vout215还通过r3和c3的串联组合来连接至地。光隔离器确保电压反馈信号vhbfb208基于输出电压vout215，而vhbfb208也与输出电压隔离。注意，短语“开路电位”(ocp)表示利用高阻抗测量相对于参考电极来测量电压，使得在正讨论的电极与参考电极之间没有电流流动。

光隔离器204的阴极端子连接至并联稳压器212的阴极端子。并联稳压器212的一个示例可以包括德州仪器的tl431和tl432三端子可调节的并联稳压器。并联稳压器可以被建模为可调节的齐纳二极管，如图6a中所示。并联稳压器212的阴极通过电容器c1连接至并联稳压器212的参考端子，电容器c1与电容器c2和电阻器r2的串联组合并联。并联稳压器212的参考端子还通过电阻器r4连接至地。r4上的电压(vr4)为vbias210a。

除了次级侧电路203之外，图6a的电路还包括软启动电路206。软启动电路206包括至vout215的连接，由vout215a指示。软启动电路206通过端子vout215a监测vout215。端子vout215a连接至二极管d1的阴极，二极管d1与电阻器r7并联。二极管d2的阴极连接至二极管d1的阳极、电阻器r7和电容器c6。电容器c6在d2的阴极与地之间。d2的阳极通过电容器c5连接至地。d2的阳极在并联稳压器212的阴极端子处连接至次级侧电路203。在一些示例中，次级侧电路203可以被称为次级侧反馈环路。

在图6a的电路的示例中，偏置电压vbias210a由预充电路径200和调节路径202确定。该电路可以经受通过包括c1、c2和r2的补偿环路的ac电流流动。ac电流流动可以使vbias210a达到足够高以接通并联稳压器212的电压。换言之，通过补偿环路vout215的ac电流流动在启动期间改变可以支配vbias210a，使得并联稳压器212的参考端子接通并联稳压器。如图所示，vbias210a根据以下等式来设置：

vbias＝vr4＝(i1+i2)×r4

其中，i1是通过预充电路径200的电流，而i2是通过调节路径的电流。在启动期间，i1可以支配i2。

因此，在一些示例中，选择诸如c1、c2、r2等的部件的值来对控制环路电路的极点和零点进行精调以满足特定应用的动态负载、电压纹波、环路增益和其他性能规范的系统规范，这会对启动行为造成不期望的影响。如上面关于图5描述的，一些不期望的影响可以包括充电响应中的负电压斜率或电压过冲。

在包括软启动电路206的示例中，可以通过充电共享来减少在启动期间c1、c2和r2路径的支配影响。然而，软启动电路可能会导致其他不期望的影响，诸如较低的环路响应。例如，电容器c5可以减慢稳态下的环路响应时间。

图6b是示出反馈环路中的不同尺寸的电容器在启动期间的影响的时间图。图6b的时间图示出了在没有自适应加载tco补偿电路的情况下的启动性能。预充电路径200的i1的启动值受c1和c2的值的影响。在vbias210a达到如图6a中描绘的并联稳压器212的偏置点之后，i1的因子在启动期间逐渐减小。

在一个示例中，选择关于c1和c2的大值(214)可以导致vbias曲线210b具有比具有c1和c2的较小值(215)的vbias曲线210c更陡的斜率。具有较大值(214)的反馈电压vhbfb216b可以比具有较小值(215)的vhbfb216b更快地减小。c1和c2的较小值的一些示例可以包括c1＝220皮法(pf)以及c2＝100纳法(nf)。c2的较大值的示例可以包括c2＝1μf。

为了继续以上示例，选择r1＝1.5kω以及r2＝8kω会导致下面的性能图表。下面的图表示出了在启动期间图6a中描绘的电路的部分对vbias贡献的百分比。

以上值仅出于说明目的。部件值的选择取决于特定应用的需要并且可以是对控制环路电路的极点和零点进行精调以满足系统规范所需的任何值。如上所述，具有自适应加载tco补偿电路的本公开内容的技术可以通过基于诸如启动负载和vhbfb斜率的因素对tco频率变化进行补偿来减轻设计负担。

图7a是示出利用使用tco冻结电路的示例smps控制器电路的llc转换器电路的启动操作的时间图。图7a的tco冻结电路可以允许tco将频率(ftco234)减小到预定频率233，然后将tco频率冻结预定持续时间235。在指定的tco冻结持续时间235之后，控制器电路可以线性地减小llc频率(ftco234)直到vco切换。为清楚起见，未在图7a中示出vco频率响应。在tco冻结电路的一些示例中，停止频率或冻结频率以及停止或冻结持续时间可以被配置成满足特定应用的需要。在其他示例中，诸如图1中描绘的控制器电路20的控制器电路可以减小tco频率直到vhbfb236达到预定电压电平238。控制器电路可以在停止频率233处将tco频率改变冻结或停止预定持续时间235。在预定tco停止持续时间235之后，当vco接管llc频率时，控制器可以使tco频率(ftco234)线性地减小直到vco切换。

图7b是示出tco冻结电路的示例实现的示意图。图7b的示例电路不包括诸如上面关于图1和图2描述的自适应加载tco补偿电路28的自适应加载tco补偿电路。

图7b的电路包括上面关于图6a所描述的相同的次级侧电路203，其包括调节路径202和预充电路径200。tco冻结电路240在一个输入端处监测反馈电压vhbfb208并且可以作为另一输入连接至定时器242。定时器242可以设置上面关于图7a所描述的停止持续时间235。tco冻结电路240可以输出控制补偿电流244的信号。补偿电流244可以在产生总电流249的求和点248处修改来自tco246的电流。以这种方式，tco冻结电路240可以设置如上面关于图7a描述的预定停止频率和停止持续时间。

图8是示出根据本公开内容的一种或更多种技术的自适应加载tco补偿电路的示例实现的示意图。自适应加载tco补偿电路280可以包括在图1中描绘的自适应加载tco补偿电路28中。图8的电路包括上面关于图6a和图7b描述的相同的次级侧电路203，其包括调节路径202和预充电路径200。

自适应加载tco补偿电路280连接至反馈电压vhbfb208。类似于上面关于tco冻结电路描述的，自适应加载tco补偿电路280输出控制补偿电流244的信号。补偿电流244可以在产生总电流249的求和点248处修改来自tco246的电流。以这种方式，如上面关于图1和图2所描述的，自适应加载tco补偿电路280可以补偿tco频率。

自适应加载tco补偿电路280包括接收电压反馈信号vhbfb208的反馈输入元件。如上所述，自适应加载tco补偿电路280被配置成将控制信号的tco频率调整至求和点248，使得电压反馈信号vhbfb208在启动期间近似线性地减小。换言之，自适应加载tco补偿电路280可以被配置成基于电压反馈信号vhbfb208的下降率来调整tco频率。

自适应加载tco补偿电路280可以利用包括诸如具有如图8中描绘的反馈元件的可调放大器的硬件的各种技术来实现。实现自适应加载tco补偿电路的其他技术可以包括程序指令，程序指令可以由自适应加载tco补偿电路280内的处理器运行或者由如上面关于图1所描述的控制器电路20中的处理器22运行。

如上面关于图2所描述的，自适应加载tco补偿电路280还可以被配置成通过与由adc最初检测到电压反馈信号近似同时地增加tco频率来调整tco频率。以这种方式，自适应加载tco补偿电路280可以避免在启动期间充电响应中的电压过冲。

自适应加载tco补偿电路可以具有优于固定时间tco或具有tco冻结电路的tco的一些优点，具有在启动时供应宽功率范围的能力。在一些示例中，smps可以根据工作模式而用于包括从低功率到高功率的需求的应用。全球的规范要求已经推动了待机功耗的降低。通过监测启动反馈下降率dv/dt信息，本公开内容的技术可以提供可变增益来控制可以由adc监测的vhbfb的线性下降的反馈。其他优点可以包括：消除如图6a中描绘的软启动电路206；降低整体切换风险，其可能是在启动期间通过由于大信号而饱和的次级侧反馈环路203所导致的；当针对如上面关于图6a和图6b所描述的启动期间的“负斜率”和“输出过冲”选择次级侧反馈环路203中的部件值时，提高设计裕度。本公开内容的技术的自调节特征可以解决有时需要反馈来停止或冻结llc频率以防止输出过冲与有时需要llc操作成连续切换以避免负斜率之间的平衡。该平衡可以是启动加载和次级侧反馈环路203中的部件选择的结果。

图9a和图9b是在在llc转换器输出上具有轻负载的情况下比较使用tco冻结电路的llc转换器电路的启动操作和使用自适应加载tco补偿电路的llc转换器电路的启动操作的时间图。该示例操作针对负载为零安培和输入电压为90vac的轻负载条件。

图9a示出了利用tco冻结电路的llc转换器电路的操作。输出频率fo304最初由tco控制并且在切换之后由vco控制。tco冻结电路使tco频率303在区域301期间停止减小。这允许在vout300充电响应的相当快速的增加而几乎没有过冲。然而，如由区域307所示，vout300不是平滑上升的电压。在稳定之前，vhbfb302在305处显示减小，然后在区域301的剩余部分内显示增加。

低侧栅极驱动(lsgd)信号306的幅度和频率在启动之后增加。高侧开关的漏源电流ids-hs308在接近tco频率冻结的时间处达到峰值。因此，使用tco冻结电路的启动性能尽管在固定时间tco电路上有所改进，但包括一些不太期望的性能因素。

图9b示出了在相同的轻负载条件下使用自适应加载tco补偿电路的llc转换器电路的操作。相比之下，由vout310示出的充电响应示出了到调节频率的平滑、快速的增加而没有过冲。lsgd316示出了栅极信号活动并且ids-hs318在接近由313指示的时间处达到峰值。

如上面关于图2描述的，工作频率fo314减小直到vhbfb312下降到足够低于adc-max319以下以由自适应加载tco补偿电路(313)检测。自适应加载tco补偿电路使tco频率在由313指示的时间处增加，然后再次减小。在时间段315内，该增加导致vhbfb312在区域311中的线性dv/dt。以这种方式，自适应加载tco补偿电路可以提供在启动充电响应上优于其他类型的电路的优点。

图10a和图10b是在llc转换器输出上具有高负载的情况下比较使用tco冻结电路的llc转换器电路的启动操作和使用自适应加载tco补偿电路的llc转换器电路的启动操作的时间图。该示例操作针对负载为20a(安培)和输入电压为90vac的高负载条件。

图10a示出了使用tco冻结电路的llc转换器电路的操作。tco冻结电路使最初由tco控制的输出频率fo334在区域331期间停止减小并且保持稳定。这允许vout330充电响应的相当快速的增加，这将是对没有tco冻结电路的电路的改进。然而，如由区域337所示，vout330不是平滑上升的电压并且包括一些过冲。在稳定之前，vhbfb332在区域331开始处显示减小，然后在区域331的剩余部分内显示伴随一些振荡的增加。类似于上面的图9a和图9b，低侧栅极驱动(lsgd)信号336的幅度和频率在启动之后增加。高侧开关的漏源电流ids-hs338在接近tco频率冻结的时间处达到峰值。

低侧栅极驱动(lsgd)信号306的幅度和频率在启动之后增加。高侧开关的漏源电流ids-hs308在接近tco频率冻结的时间处达到峰值。因此，使用tco冻结电路的启动性能尽管在固定时间tco电路上有所改进，但包括一些不太期望的性能因素。

图10b示出了在与图10a相同的高负载条件下使用自适应加载tco补偿电路的llc转换器电路的操作。相比之下，图10b的由vout340示出的充电响应示出了到稳压频率的平滑、快速的增加而没有过冲。lsgd346示出了栅极信号活动并且ids-hs348在接近由343指示的时间处达到峰值，其中幅度朝向稳态v大体上减小。

如上面关于图2描述的，操作频率fo314减小直到vhbfb342下降到足够低于adc-max319以下以由自适应加载tco补偿电路(313)检测。在图10b的示例中，adc-max319被设置为与关于图9b的示例相同的值。自适应加载tco补偿电路使tco频率在由343指示的时间处增加，但在与图9b相比时较小程度地增加。响应于负载的变化，该补偿在时间段345内导致vhbfb342的线性dv/dt。以这种方式，自适应加载tco补偿电路可以提供在启动充电响应上优于其他类型的电路的优点，诸如同一电路可以对各种各样的负载提供平滑上升的启动充电响应。

图11a和图11b比较了根据本公开内容的一种或更多种技术的未补偿的smps控制器和tco补偿电路对启动期间的负电压斜率的影响。图11a和图11b的示例是在20a的高启动负载和90vac的输入电压下的240w系统。

类似于上面关于图9a至图10b所描述的，在图11a的示例中，lsgd356示出了栅极信号活动并且ids-hs358在接近由353指示的时间处达到峰值。vout350在由351指示的区域中具有负斜率。如在区域351中所见，负斜率是由操作频率fo354的快速增加导致的，工作频率fo354的快速增加是由来自vco的反馈环路中的过补偿导致的。可以在例如上面图6a的描述中找到反馈环路功能的细节。由高负载条件导致的vhbfb352在333处的下降率可能导致提早切换至vco和过补偿。

图11b的示例示出了与上面图11a相同的电路和条件，其中添加了根据本公开内容的一种或更多种技术的自适应加载tco补偿电路。vout360的充电响应示出了没有负斜率的平滑上升的电压波形。类似于上面的图2，自适应加载tco补偿电路使系统工作频率fo364在vhbfb362与adc-max369相交的近似同一时间363处增加。换言之，近似同时地，vhbfb362变得可由控制器电路内的自适应加载tco补偿电路检测。时间区域365中的tco频率行为导致vhbfb362在此期间线性下降。lsgd366示出了栅极信号活动并且ids-hs368在接近由363指示的时间处达到峰值。

图11b的示例示出了自适应加载tco补偿电路如何被配置成基于负载和电压反馈信号vhbfb362的下降率来调整tco频率。图11b以及图11a还示出了工作频率fo364如何是包括由tco控制的第一控制信号和由vco控制的第二控制信号的控制信号。如上面关于图1至图3描述的，vco被配置成输出包括vco频率的第二控制信号，其中，vco频率基于电压反馈信号vhbfb362。控制电路可以被配置成响应于vco频率超过频率阈值来阻止或关断来自tco的第一控制信号并且输出来自vco的第二控制信号。通过响应于负载和vhbfb362的下降率来补偿tco频率，当与其他类型的电路相比时，自适应加载tco补偿电路可以提供更期望的充电响应。

图12a和图12b比较了根据本公开内容的一种或更多种技术的未补偿的smps控制器和tco补偿电路对启动期间的电压过冲的影响。该示例操作针对启动负载为零安培且输入电压为90vac的轻负载条件。

图12a是在启动和tco至vco切换期间未补偿的smps控制器电路的时间图。lsgd376示出了栅极信号活动并且ids-hs378示出了通过高侧开关的漏源电流。最初由tco输出的工作频率fo374减小直到vco切换点373。未补偿的tco允许vout370增加，导致在区域371处的过冲。vout370的增加具有针对vhbfb372的相关联的陡的下降率。在图12a的示例中，过冲达到12.63v的电压。

在图12b的示例中，一旦通过补偿tco频率使vhbfb382变得可检测，自适应加载tco补偿电路就响应，导致fo384的增加，类似于图2中描绘的行为。补偿的tco频率导致vhbfb382在时间段381期间的近似线性的下降率。在时间段381结束时，vco接管工作频率fo384的控制。

添加自适应加载tco补偿电路的结果产生平滑上升的充电响应，其中vout380达到12.5v的电压而没有过冲，如图12b的经补偿的图中所见。与先前的示例一样，lsgd386示出了栅极信号活动并且ids-hs388示出了通过高侧开关的漏源电流。

图13是示出根据本公开内容的一种或更多种技术的tco补偿电路的示例操作的流程图。图13的步骤将依据图1至图3来描述，除非另外说明。

诸如控制器电路20的smps控制电路可以接收包括vhbfb的反馈信号(90)。在一些示例中，控制器电路20可以经由信号路径13接收vhbfb。vhbfb可以提供vout15的行为的指示，并且如图6a中所描绘的与vout15光学隔离。

控制器电路20可以输出包括由tco23生成的系统工作频率的控制信号(92)。tco频率可以以高于电路的稳态谐振频率的频率开始并且以预定速率减小以控制系统中的启动电流。

控制器电路20可以包括自适应加载tco补偿电路28。如图9b、图10b、图11b和图12b中描绘的，自适应加载tco补偿电路28可以调整由tco23生成的tco频率使得vhbfb近似线性地减小(94)。在一些示例中，调整tco频率可以包括与最初检测到vhbfb几乎同时地增大tco频率，即当vhbfb由于降低到adc25的最大输出以下而被检测到时增大tco频率。如上所述，自适应加载tco补偿电路28可以基于vhbfb的下降率(dv/dt)和启动负载电平来调整tco频率。

vco24的输出频率取决于vhbfb的电压。当vco频率超过预定阈值并且tco频率下降到预定tco频率阈值以下时，控制器电路20可以输出由vco24生成的第二控制信号(96)。

本公开内容的技术可以提供优于其他类型的smps控制器电路的若干优点。自动地适应启动负载的平滑上升的充电响应可以减轻选择诸如图6a中描绘的电路203的次级侧反馈环路中的部件的调谐工作。

其他优点可以包括频率补偿因子取决于vhbfb下降率，这可以避免导致vout的负斜率的启动期间过补偿。此外，本公开内容的技术不与启动切换条件的原始原理冲突。也就是说，tco和vco经过频率交叉点。当vco频率大于tco频率时，系统执行tco至vco切换。另外，在线性调节的vhbfb时段期间，系统检查vhbfb线性调节速率。在vhbfb不再下降的示例中，tco频率将进一步减小。通常，自适应加载tco补偿电路可以确保最大vhbfb下降持续时间小于tco时间基准，以确保vout上升时间在取决于诸如计算机电源的应用的期望上升时间内达到预定调节(regulation)电压。

示例1.一种开关模式电源(smps)控制电路，该电路包括：时控振荡器(tco)，其被配置成输出包括tco频率的控制信号；以及包括反馈输入元件的tco补偿电路。反馈输入元件接收电压反馈信号，并且tco补偿电路被配置成调整控制信号的tco频率，使得电压反馈信号近似线性地减小。

示例2.根据示例1的电路，其中，tco补偿电路还被配置成通过与最初检测到电压反馈信号几乎同时地增加tco频率来调整tco频率。

示例3.根据示例1至2中任一项或其任意组合的电路，其中，电压反馈信号包括下降率，并且其中，tco补偿电路被配置成基于电压反馈信号的下降率来调整tco频率。

示例4.根据示例1至3的任意组合的电路，其中，tco频率从第一时间处的第一频率减小到第二时间处的第二频率。

示例5.根据示例1至4的任意组合的电路，其中，控制信号是第一控制信号，该电路还包括压控振荡器(vco)，其中，vco被配置成输出包括vco频率的第二控制信号，其中，vco频率基于电压反馈信号，并且其中，该电路还被配置成响应于vco频率超过频率阈值来阻止第一控制信号而输出第二控制信号。

示例6.根据示例1至5的任意组合的电路，其中，频率阈值基于tco频率。

示例7.一种系统，包括：llc转换器电路；以及llc控制电路，该电路包括：时控振荡器(tco)，其被配置成输出包括tco频率的控制信号；以及包括反馈输入元件的tco补偿电路，其中，反馈输入元件接收电压反馈信号。tco补偿电路被配置成调整控制信号的tco频率，使得电压反馈信号近似线性地减小。

示例8.根据示例7的系统，其中，tco补偿电路还被配置成通过与最初检测到电压反馈信号几乎同时地增加tco频率来调整tco频率。

示例9.根据示例7至8的任意组合的系统，其中，电压反馈信号包括下降率，并且其中，tco补偿电路被配置成基于电压反馈信号的下降率来调整tco频率。

示例10.根据示例7至9的任意组合的系统，还包括llc负载，其中，下降率基于负载。

示例11.根据示例7至10的任意组合的系统，其中，llc转换器被配置成输出输出电压，其中，电压反馈信号基于输出电压，其中，在系统启动期间，系统被配置成在预定时间内将输出电压升高到预定电压电平。

示例12.根据示例7至11的任意组合的系统，其中，预定时间是20毫秒。

示例13.根据示例7至12的任意组合的系统，其中，电压反馈信号与输出电压光学隔离。

示例14.根据示例7至13的任意组合的系统，还包括功率级电路，其中，功率级工作频率基于控制信号。

示例15.一种方法，包括：通过开关模式电源(smps)控制电路接收电压反馈信号；通过smps控制电路输出控制信号，其中，控制信号由时控振荡器(tco)生成，并且其中，控制信号包括tco频率；通过smps控制电路调整控制信号的tco频率使得电压反馈信号近似线性地减小。

示例16.根据示例15的方法，其中，调整tco频率包括与最初检测到电压反馈信号几乎同时地增加tco频率。

示例17.根据示例15至16的任意组合的方法，其中，电压反馈信号包括下降率，并且其中，调整tco频率部分地基于电压反馈信号的下降率。

示例18.根据示例15至17的任意组合的方法，其中，tco频率从第一时间处的第一频率减小到第二时间处的第二频率。

示例19.根据示例15至18的任意组合的方法，其中，电压反馈信号基于附接至smps的输出的负载。

示例20.根据示例15至19的任意组合的方法，其中，控制信号是第一控制信号，其中，电压反馈信号是反馈电路的输出，其中，smps的输出端处的电压是至反馈电路的输入，该方法还包括：通过smps控制电路输出第二控制信号，其中，第二控制信号由压控振荡器(vco)生成，并且其中，vco的vco频率基于电压反馈信号。

已经描述了本公开内容的各种示例。这些示例和其他示例在以下权利要求的范围内。