专利名称：开关电源电路的制作方法
技术领域：
本发明涉及被提供作为各种电子设备的电源的开关电源电路。
背景技术：
近年来，由于可以承受相对较高的高频电流和电压的开关元件的开发，大多数整流市电电源的交流电压而得到想要的直流电压的电源电路被形成为开关系统的电源电路。
开关电源电路使用高的开关频率，以减小变压器和其他部件的尺寸，以及它被形成为高功率的直流-直流变换器，用作为各种电子设备的电源。
顺便说一句，传统上知道，如果AC输入电压被整流，则流过平滑电路的电流具有失真的波形，这恶化了代表利用电源的效率的功率因子。
而且，起源于失真波形电流的高次谐波有可能对于负载端具有坏的影响，所以，需要用来抑制电流波形中的这样的失真的对抗措施。
因此，开关电源电路在传统上是已知的，其中功率扼流圈串联地插入在市电AC电源线路中，扩大AC输入电流的导通角，达到功率因子的改进(所谓的扼流圈输入系统)。
图30显示传统的开关电源电路的结构，它包括按照扼流圈系统来改进功率因子的对抗措施。
图30所显示的电源电路采用分开激励型的电流谐振变换器和局部电压谐振电路的组合作为初级端的结构。
参照图30，所显示的电源电路包括由一对滤波电容CL和共模扼流圈CMC形成的噪声滤波器，用于市电AC电源AC线路。
在噪声滤波器后面的级中，提供了全波整流平滑电路，它包括桥式整流电路Di和平滑电容器Ci。通过由桥式整流电路Di和平滑电容器Ci合作进行的全波整流操作，在平滑电容器Ci上得到整流的平滑电压Ei(直流输入电压)。整流的平滑电压Ei具有等于AC输入电压VAC的电平。
而且，功率扼流圈PCH在市电AC电源AC线路中被串联地插入在噪声滤波器与桥式整流电路Di之间，如图30所示。
接收直流输入电压以执行开关操作的电流谐振变换器包括两个开关元件Q1，Q2，每个具有以半桥式连接进行连接的MOS-FET的形式。阻尼二极管DD1，DD2，每个具有体二极管的形式，以图30所示的方向分别被并联连接在开关元件Q1，Q2的漏极和源极之间。
部分谐振电容器Cp被并联连接在开关元件Q2的漏极和源极之间。部分谐振电容器Cp的电容和初级绕组N1的漏电感L1形成并联谐振电路(部分电压谐振电路)。因此，得到其中只在开关元件Q1，Q2关断后才呈现电压谐振的部分电压谐振操作。
在电源电路中，为了驱动用于开关的开关元件Q1，Q2，提供了振荡和驱动电路2，它典型地由用于通用目的的IC形成。振荡和驱动电路2包括振荡电路和驱动电路(未示出)。振荡和驱动电路合作地生成要被加到开关元件Q1，Q2的栅极的需要的频率的驱动信号(栅极电压)。因此，开关元件Q1，Q2执行开关操作，其中它们以需要的开关频率交替地接通/关断。
隔离变换器变压器PIT把开关元件Q1，Q2的开关输出发送到次级端。隔离变换器变压器PIT的初级绕组N1以它的一端通过初级端串联谐振电容C1的串联连接被连接到在开关元件Q1的源极与开关元件Q2的漏极之间的节点(开关输出点)，以便发送开关输出。
初级绕组N1在它的另一端被连接到初级端的地端。
串联谐振电容器C1的电容与包括初级绕组N1的隔离变换器变压器PIT的漏电感形成初级端串联谐振电路，用于达到电流谐振型操作作为初级端开关变换器的操作。
因此，从以上说明，上述的初级端开关变换器提供由初级端串联谐振电路(L1-C1)执行的电流谐振型的操作以及由上述的部分电压谐振电路(Cp//L1)的部分电压谐振操作。
换句话说，图30所示的电源电路具有包括用于把初级端开关变换器形成为谐振型的变换器的谐振电路与另一个谐振电路的组合的结构。在本技术说明书中，刚才描述的类型的开关变换器称为复合谐振变换器。
虽然在图上未示出，隔离变换器变压器PIT包括EE型芯，它包括典型地由铁氧体材料制成的E型芯的组合。隔离变换器变压器的绕组接受部分被划分成用于初级端和次级端的绕组接受部分，初级绕组N1和下面描述的次级绕组(N2A和N2B)被绕制在EE型芯的中心磁臂上。
在EE型芯的中心磁臂中形成缝隙G。更具体地，缝隙G被形成为约1.0mm的大小，这样，得到约0.85的耦合系数k。
而且，在图30所示的电路中，次级绕组N2A，N2B和初级绕组N1的圈数被设置成使得次级端绕组的每一圈(1T)的感应电压电平可以是5V/T。
隔离变换器变压器PIT的次级绕组N2具有中心抽头，所以被分成两个次级绕组N2A和N2B。相应于发送到初级绕组N1的开关输出的交变电压在每个次级绕组N2A，N2B上被激励。
次级绕组N2的中心抽头被连接到次级端接地点。全波整流电路被连接到次级绕组N2A，N2B，以及包括整流二极管D01，D02以及平滑电容器C0。因此，得到次级端DC输出电压E0作为在平滑电容器C0上的电压。次级端DC输出电压E0被加到负载(未示出)上，以及也作为下面描述的、用于控制电路1的检测电压输出。
控制电路1把相应于次级端DC输出电压E0的电平变化的检测输出提供到振荡和驱动电路2。振荡和驱动电路2以响应于被输入的、控制电路1的检测输出而变化的开关频率驱动开关元件Q1，Q2。由于开关元件Q1，Q2的开关频率以这种方式变化，次级端DC输出电压的电平是稳定的。
按照图30所示的由扼流圈输入系统对于功率因子的改进的这样的结构，如这里描述的、被串联地插入在市电AC电源AC线路中的功率扼流圈PCH对于在市电AC电源的频率范围中的功率进行平滑，以及扩展AC输入电流IAC的导通角，达到功率因子的改进。
应当指出，日本专利公开号No.2003-189617公开了相关的开关电源电路。
然而，对于采用扼流圈输入系统的、图30的电路，由线圈的铁损和线圈的铜损引起的无功功率是由功率扼流圈PCH产生的。由功率扼流圈PCH这样地产生的无功功率恶化电源电路的AC到DC功率变换效率。
如果功率扼流圈PCH的电感值被设置为较高的数值，以便得到足够的功率因子改进的效果，则如上所述的这样的铁损和铜损多半会增加，这引起功率变换效率的进一步的恶化。
发明内容
本发明的目的是提供一种达到功率变换效率的提高而同时保持高的功率因子的开关电源电路。
为了达到上述的目的，按照本发明，提供了开关电源电路，包括整流平滑部分，用于接收AC电压作为加到其上的输入，产生整流的平滑的电压；开关部分，包括开关元件，用于接收整流的平滑的电压作为加到其上的输入，以执行开关操作；以及开关驱动部分，用于以预定的开关频率驱动开关元件，以执行开关操作。开关电源电路包括隔离变换器变压器，包括被绕制在其上的初级绕组，用于接收通过开关部分的开关操作得到的开关输出；和被绕制在其上的次级绕组，用于通过使用由初级绕组得到的开关输出，激励交变电压。开关电源电路包括由隔离变换器变压器的初级绕组的漏电感分量与串联连接到初级绕组的初级端串联谐振电容器的电容形成的初级端串联谐振电路，用于使得开关部分执行电流谐振型操作。开关电源电路包括次级端平滑电容器和DC输出电压生成部分，用于整流由隔离变换器变压器的次级绕组得到的交变电压和用最终得到的整流电流充电次级端平滑电容器，以得到次级端DC输出电压作为在次级端平滑电容器上的电压。开关电源电路包括恒定电压控制部分，用于响应于次级端DC输出电压电平可变地控制开关驱动部分的开关频率，以执行次级端DC输出电压的恒定电压控制。而且，开关电源电路包括功率因子改进电路，用于根据开关部分的开关输出把交变电压反馈到在整流平滑部分形成的整流电流路径，以及根据开关输出利用交变电压来选择地中断在整流平滑部分提供的整流元件的整流的电流分量，以改进功率因子。隔离变换器变压器被形成为使得磁通密度被设置为预定的水平，由此，流过DC输出电压生成部分的次级端整流电流具有连续模式而不管被连接到次级端DC输出电压的负载条件和输入AC电压的变化。
在开关电源电路中，电流谐振变换器被形成为初级端开关变换器。而且，功率因子的改进是通过把开关部分的开关输出反馈到用于输入AC电压的整流平滑电路的整流电流路径以便选择地中断整流电流，由此扩展AC输入电流的导通角，而达到的。
按照该结构，消除了例如对于在传统的开关电源电路中使用的功率扼流圈的必要性。
而且，隔离变换器变压器的磁通密度被设置为预定的水平，这样，即使发生负载变化或输入AC电压电平的变化，次级端整流电流正常保持连续模式。在次级端整流电流具有连续模式的情形下，当与其中次级端整流电流具有非连续模式的另一种情形相比较时，次级端整流电流的连续性周期被扩展。因此，虽然传统的开关电源电路呈现次级端整流元件的连续性损耗的增加，但当开关电源处在重负载条件时，因为次级端整流电流被设置在非连续模式，本发明的开关电源电路可以抑制连续性损耗的这样的增加。
因此，对于开关电源电路，由于可以消除通常为了改进功率因子提供的功率扼流圈，功率变换效率可以改进，而不生成否则由这样的功率扼流圈产生的无功功率。
而且，由于隔离变换器变压器的磁通密度被设置为预定的水平，否则将在次级端整流电流的非连续的周期内出现的、整流元件的连续性损耗可被抑制。因此，由这样的连续性损耗造成的无功功率可被抑制。换句话说，这使得具有用于改进功率因子的结构的开关电源电路的功率变换效率得到进一步提高。
结合附图参考以下说明，本发明的这些和其它目的将显而易见，其中图1是显示其中可施加本发明的第一实施例的开关电源电路的基本电路结构的电路图；图2是显示在图1的电源电路中提供的隔离变换器变压器的结构的例子的示意图；图3是显示在开关周期内图1的电源电路的主要元件的操作的波形图；图4是显示图1的电源电路的功率因子、功率变换效率、和DC输入电压电平相对于AC输入电压电平的变化的特性的图；图5是显示图1的电源电路的功率因子、功率变换效率、和DC输入电压电平相对于负载的变化的特性的图；图6是显示其中可施加本发明的第二实施例的开关电源电路的基本电路结构的电路图；图7是显示图6所示的电源电路的功率因子、功率变换效率、和DC输入电压电平相对于AC输入电压电平的变化的特性的图；图8是显示图6所示的电源电路的功率因子、功率变换效率、和DC输入电压电平相对于负载的变化的特性的图；图9是显示按照本发明的第一实施例的开关电源电路的结构的例子的电路图；图10是显示在图9的开关电源电路中提供的电压反馈变压器的结构的例子的示意性截面图；图11是显示在市电AC电源的周期内图9的电源电路的主要元件的操作的波形图；图12是显示图9的电源电路的功率因子、功率变换效率、和DC输入电压电平相对于AC输入电压电平的变化的特性的图；图13是显示图9的电源电路的功率因子、功率变换效率、和DC输入电压电平相对于负载的变化的特性的图；图14是显示按照本发明的第二实施例的开关电源电路的结构的例子的电路图；图15是显示在市电AC电源的周期内图14的电源电路的主要元件的操作的波形图；图16是显示图14的电源电路的功率因子、功率变换效率、和DC输入电压电平相对于AC输入电压电平的变化的特性的图；图17是显示图14的电源电路的功率因子、功率变换效率、和DC输入电压电平相对于负载的变化的特性的图；图18是显示按照本发明的第三实施例的开关电源电路的结构的例子的电路图；图19是显示在图18的开关电源电路中提供的高频扼流圈的结构的例子的示意性截面图；图20是显示在市电AC电源的周期内图18的电源电路的主要元件的操作的波形图；图21是显示图18的电源电路的功率因子、功率变换效率、和DC输入电压电平相对于AC输入电压电平的变化的特性的图；图22是显示图18的电源电路的功率因子、功率变换效率、和DC输入电压电平相对于负载的变化的特性的图；图23是显示按照本发明的第四实施例的开关电源电路的结构的例子的电路图；图24是显示在市电AC电源的周期内图23的电源电路的主要元件的操作的波形图；图25是显示图23的电源电路的功率因子、功率变换效率、和DC输入电压电平相对于AC输入电压电平的变化的特性的图；
图26是显示图23的电源电路的功率因子、功率变换效率、和DC输入电压电平相对于负载的变化的特性的图；图27、28、和29是显示按照本发明的电源电路的次级端结构的不同的例子的电路图；以及图30是显示传统的开关电源电路的结构的电路图。
具体实施例方式
图1显示可应用本发明以及作为此后描述的本发明的第一实施例的基础的开关电源电路的基本结构。
图1所示的开关电源电路基本上采用以上参照图30描述的开关电源电路的结构，以及包括在次级端形成的同步整流电路，以便得到AC到DC功率变换效率的改进。
这里，概略地描述在刚才提到的同步整流电路与AC到DC功率变换效率之间的关系。
首先，众所周知，电源电路具有这样的结构，其中在初级端的开关元件的开关频率为了次级端DC输出电压的稳定性而被可变地控制的情形下，出现诸如以下描述的现象。具体地，例如当负载处在轻负载趋势时，初级端的开关频率通过稳定性控制被抑制为低频的情形下流过初级端的串联谐振电路的DC谐振电流和流过次级端的整流电路的次级端整流电流不是连续地流动(电流非连续模式)。
在刚才描述的这样的非连续模式条件下，出现这样的电流不连续状态，其中有次级端整流电流流动的时间间隔短于其中有初级端串联谐振电流流动的时间间隔。在次级端整流电流在较短的时间间隔内流动的情形下，整流电流的峰值电平变为相对较高，因此，次级端的整流二极管的连续性损耗变为相对较高。
在以上参照图30描述的电路中，当进入非连续模式时出现的整流二极管的这样的连续性损耗也引起在次级端的相应的功率损耗。
为了证实，这里说明，由于次级端DC输出电压的电平不单随以上所述的负载变化，而且也随市电AC电源AC的电平改变而变化，通过开关频率变化控制的稳定性控制同样地对于市电AC电源AC的改变起作用。因此，市电AC电源AC的电平改变也造成诸如以上所述的非连续模式的一个因素。
因此，作为用于减小由整流二极管的这样的非连续性造成的次级端的功率损耗的技术，大家知道，形成同步整流电路，其中使用低导通低阻的MOS-FET用于整流。
同步整流电路例如包括用于检测在隔离变换器变压器PIT的次级绕组N2(次级绕组N2A，N2B)处得到的交变电压的电阻元件，以及MOS-FET作为具有检测的电压的整流元件被驱动。由于利用具有低导通电阻的MOS-FET作为整流元件，可以减小整流元件的连续性损耗，因此，可以减小次级端的功率损耗。
应当指出，其中MOS-FET根据由电阻对于在隔离变换器变压器PIT的次级绕组处得到的交变电压的检测的结果，作为整流元件被驱动的同步整流电路的结构此后被称为绕组电压检测系统。
然而，当刚才描述的这样的绕组电压检测系统的同步整流电路处在上述的电流非连续模式时，也在流到平滑电容器的充电电流减小到零电平后，同一个极性的初级端串联谐振电流在非连续的时间间隔内继续流动。所以，次级绕组N2的感应的电压也不呈现它的极性的颠倒，以及在该周期内，MOS-FET没有完全处在关断状态，而是保持在接通状态。
由于在该周期内，在流到平滑电容器中的充电电流减小到零电平后MOS-FET还保持在接通状态，相反的方向的电流作为整流电流流动，以及无功功率由相反方向的电流生成。
由此，在绕组电压检测系统的传统的同步整流电路中，虽然低导通电阻的整流元件的连续性损耗被减小，但由于由反方向电流生成这样的无功功率，不能全部达到功率变换效率的有效的改进。
所以，在图1所示的电源电路中，诸如下面描述的结构被使用来达到包括用于改进功率因子的结构的电源电路的功率变换效率的进一步的提高。
参照图1，在所示的电源电路中，噪声滤波器由一对电容器CL和用于市电AC电源AC的公共模式扼流圈CMS形成，类似于以上参照图30描述的传统的电源电路的情形。
全波整流平滑电路作为噪声滤波器的以后的级被连接，以及它包括由整流二极管D1到D4形成的桥式整流电路Di，和单个平滑电容器Ci。全波整流电路通过桥式整流电路Di的全波整流操作在平滑电容器C上产生等于AC输入电压VAC的电平的电平的整流的平滑的电压Ei(DC输入电压)。
另外，在图1所示的电源电路中，功率扼流圈PCH被串联地插入在噪声滤波器与桥式整流电路Di之间，如图1所示。
换句话说，图1所示的电路也被配置成按照包括诸如以上所述的功率扼流圈PCH的扼流圈输入系统达到功率因子的改进。
用于接收DC输入电压来执行开关动作的电流谐振变换器包括由流过开关元件Q1，Q2形成的开关电路，每个开关元件具有以半桥式连接方式被连接的MOS-FET。
阻尼二极管DD1，DD2分别被并联连接在开关元件Q1，Q2的漏极与源极之间。阻尼二极管DD1的阳极和阴极分别被连接到开关元件Q1的源极和漏极。同样地，阻尼二极管DD2的阳极和阴极分别被连接到开关元件Q2的源极和漏极。阻尼二极管DD1，DD2是分别提供用于开关元件Q1，Q2的体二极管。
部分谐振电容器Cp被并联连接在开关元件Q2的漏极与源极之间。另外，在这种情况下，并联谐振电容器Cp的电容与隔离变换器变压器PIT的初级绕组N1的漏电感形成并联谐振电路(部分电压谐振电路)。由此，在其中电压谐振只在开关元件Q1，Q2被关断时才发生的情形下，得到部分电压谐振操作。
电源电路还包括振荡和驱动电路2，用于驱动开关元件Q1，Q2进行开关切换。振荡和驱动电路2包括振荡电路和驱动电路(未示出)，以及典型地可以由通用的IC形成。振荡和驱动电路2的振荡电路和驱动电路合作生成要被加到开关元件Q1，Q2的栅极的、需要的频率的驱动信号(栅极电压)。因此，开关元件Q1，Q2执行开关操作，其中它们以需要的开关频率交替地接通/关断。
隔离变换器变压器PIT被提供来把开关元件Q1，Q2的开关输出发送到次级端。
也在这种情况下，隔离变换器变压器PIT的初级绕组N1在它的一端通过初级端并联谐振电容器C1的串联连接被连接到在开关元件Q1的源极与开关元件Q2的漏极之间的节点(开关输出点)，这样，开关输出被发送。
另外，在图1所示的电路中，初级绕组N1在它的另一端被连接到初级端接地点。
隔离变换器变压器PIT具有此后描述的结构，以及隔离变换器变压器PIT的初级绕组N1具有需要的漏电感L1。串联谐振电容器C1的电容和隔离变换器变压器PIT的漏电感L1形成初级端串联谐振电路，用于达到电流谐振型操作作为初级端开关变换器的操作。
因此，也在这种情况下，上述的初级端开关变换器通过初级端串联谐振电路(L1-C1)执行电流谐振型的操作和通过上述的部分电压谐振电路(Cp//L1)执行并联电压谐振操作。因此，图1所示的电源电路具有复合谐振变换器的结构，它包括作为谐振型的谐振电路的、用于形成初级端开关变换器的谐振电路与另一个谐振电路的组合。
也在这种情况下，隔离变换器变压器PIT的次级绕组N2包括在中心抽头上形成的、次级绕组N2A和另一个次级绕组N2B。
然而，在图1所示的电路中，用于全波整流的同步整流电路被提供给次级绕组N2A和N2B。同步整流电路包括N沟道MOS-FETQ3，Q4，Q5，和Q6作为整流元件，如图1所示。
例如具有低压电阻性质的沟槽结构的MOS-FET被选择用于MOS-FET Q3到Q6，以得到低的接通电阻。
隔离变换器变压器PIT的次级绕组N2的中心抽头输出端通过电感器Ld的串联连接被连接到平滑电容器C01，C02，C03，C04的正电极的节点。具体地，平滑电容器C01，C02，C03，C04的并联连接电路被连接为用于充电次级端整流电流的平滑电容器。应当指出，为什么把多个平滑电容器这样地并联连接的理由在于，打算制作准备好满足DC输出电压E0＝5V的低电压和负载电流＝30A的高电流的条件的图1的电路。
次级绕组N2的一端(次级绕组N2B一侧的末端)被连接到在MOS-FET Q3的漏极与MOS-FET Q5的漏极之间的节点。MOS-FETQ3，Q5的源极的接合点被连接到次级端接地点。
同样地，次级绕组N2的另一端(次级绕组N2A一侧的末端)被连接到在MOS-FET Q4的漏极与MOS-FET Q6的漏极之间的节点。MOS-FET Q4，Q6的源极的接合点被连接到次级端接地点。
应当指出，体二极管DD3，DD4，DD5，DD6分别被连接在MOS-FET Q3，Q4，Q5，Q6的漏极与源极之间。
按照上述的连接方案，MOS-FET Q3，Q5的并联连接电路被串联地插入在包括次级绕组N2B的整流电流路径。同时，MOS-FET Q4，Q6的并联连接电路被串联地插入在包括次级绕组N2A的整流电流路径。
再者，电感器Ld被串联地插入在次级绕组N2的中心抽头与平滑电容器C01到C04的并联连接电路之间。在这种情况下，电感器Ld具有设置的相对较低的电感，例如约0.6μH。
再者，在图1所示的同步整流电路中，用于驱动MOS-FET Q3，Q5的驱动电路由被共同连接在次级绕组N2A的、远离中心抽头的一端与MOS-FET Q3，Q5的栅极之间的栅极电阻Rg1形成。
同样地，用于驱动MOS-FET Q4，Q6的驱动电路由被共同连接在次级绕组N2B的、远离中心抽头的一端与MOS-FET Q4，Q6的栅极之间的栅极电阻Rg1形成。
简言之，当在次级绕组N2A中激励的交变电压被栅极电阻Rg1检测时，使得MOS-FET Q3，Q5都导通。当在次级绕组N2B中激励的交变电压被栅极电阻Rg2检测时，使得MOS-FET Q4，Q6都导通。
如果接通电压被加到MOS-FET的栅极，则漏极-源极仅仅等效为一个电阻，所以，电流可以在相反方向流动。如果试图使得MOS-FET用作为次级端的整流元件，则电流必须只沿一个方向流动，其中次级端平滑电容器(平滑电容器C01到C04)的正极被充电。如果电流沿相反方向流动，则放电电流从次级端平滑电容器流到隔离变换器变压器PIT端，所以，功率不能有效地发送到负载端。而且，相反的电流引起MOS-FET生成热量，或产生噪声，以及也引起初级端的开关损耗。
上述的驱动电路被提供来驱动MOS-FET Q3到Q6进行开关，这样，电流只沿一个方向流动，其中次级端平滑电容器(平滑电容器C01到C04)的正极端根据次级绕组的电压的检测被充电(在这种情况下，沿从源极到漏极的方向)。简言之，在这种情况下的同步整流电路具有电路结构，其中MOS-FET被驱动成与按照绕组电压检测系统的整流电路同步地接通/关断。
应当指出，在这种情况下，肖特基二极管Dg1，Dg2沿图1所示的方向被并联连接到栅极电阻Rg1，Rg2，它们形成分别用于MOS-FET组Q3，Q5和MOS-FET组Q4，Q6的驱动电路系统。肖特基二极管Dg1，Dg2在MOS-FET Q3和Q5，Q4和Q6关断后，分别形成用于放电MOS-FET Q3和Q5，Q4和Q6的栅极输入电容器的累积的电荷的路径。因此，MOS-FET Q3和Q5，Q4和Q6被肯定地关断，达到良好的开关特性。
而且，如上所述，在图1所示的电源电路中，电感器Ld被插入在次级绕组N2的中心抽头与次级端平滑电容器之间。在这种情况下，电感器Ld被插入在次级端的整流电流路径中。
在电感器Ld被这样地插入在整流电流路径的情形下，在DC输出电压E0中生成的噪声可被抑制。
具体地，如果在次级端使用由MOS-FET形成的同步整流电路，则高频噪声多半通过MOS-FET的开关噪声的影响等等被叠加在DC输出电压E0上。然而，在电感器Ld被这样地插入在整流电流路径的情形下，这样的噪声分量可以通过电感器Ld的阻抗分量被平滑化，以抑制噪声分量。
而且，被这样地插入在整流电流路径的电感器Ld也引起相反的方向的电流(多半出现在整流电流中)的生成可被抑制的效果，正如此后描述的。
再者，在图1的电路中，由电容器CS和电阻RS的串联连接电路形成的阻尼器电路以如图1所示的方式被并联地提供到隔离变换器变压器PIT的次级绕组。
在这种情况下，阻尼器电路的电容器CS端被连接到次级绕组N2B的、远离中心抽头的一端。同时，电阻RS端被连接到次级绕组N2A的、远离中心抽头的一端。
简言之，按照描述的连接方案，阻尼器电路也被并联地提供到串联连接的MOS-FET Q3，Q5和Q4，Q6。
阻尼器电路为什么这样地并联连接到两组MOS-FET的串联连接电路的原因在于，意图是抑制在每个MOS-FET的漏极与源极之间出现的尖峰脉冲电压。
具体地，尖峰脉冲电压是通过在MOS-FET关断后在漏极与源极之间的电容量(coss)，而在每个MOS-FET的漏极与源极之间生成的。诸如刚才描述的尖峰脉冲电压造成降低每个MOS-FET的耐压电平的障碍。
所以，由电容CS和电阻RS形成的阻尼器电路以如上所述的方式被并联地提供到串联连接的MOS-FET的串联连接电路，平滑诸如以上所述的尖峰脉冲电压的峰值波形，达到降低每个MOS-FET的漏极与源极之间的的耐压电平。
按照具有上述的电路结构的同步整流电路，达到通过全波整流得到的、用整流电路充电次级端平滑电容器的操作。
具体地，在次级绕组中激励的交变电压的两个半个周期中的一个半个周期内流过次级绕组N2B的电流充电次级端平滑电容器。另一方面，在交变电压的另半个周期内流过次级绕组N2A的电流充电次级端平滑电容器。由此，得到在两个半个周期中充电次级端平滑电容器的操作，其中得到呈现正的和负的数值的交变电压。
如图1所示的这样的次级端DC输出电压E0是作为平滑电容器上的电压得到的。次级端DC输出电压E0被加到负载端(未示出)，以及也作为检测电压被输入到下面描述的控制电路1。
控制电路1提供相应于次级端DC输出电压E0的电平变化的检测输出到振荡和驱动电路2。振荡和驱动电路2驱动开关元件Q1，Q2，以使得它们的开关频率可以响应于输入给它的、控制电路1的检测输出而变化。由于开关元件Q1，Q2的开关频率这样地变化，所以从隔离变换器变压器PIT的初级绕组发送到次级绕组N2A，N2B端的功率也变化，这起到稳定次级端DC输出电压E0电平的作用。
例如，如果负载被设置成重负载趋势以及次级端DC输出电压E0下降，则开关频率被控制成变为较低的，由此提升次级端DC输出电压E0。另一方面，如果负载被设置成轻负载趋势以及次级端DC输出电压E0上升，则开关频率被控制成变为较高的，由此降低次级端DC输出电压E0。
应当指出，由于如上所述，次级端DC输出电压E0被设置为一个趋势，其中它也响应于市电AC电源AC的电平而变化，诸如以上所述的恒压控制操作也同样地响应于市电AC电源AC的电平变化而起作用。
这里，如果由低导通电阻的MOS-FET形成的同步整流电路仅仅以图1的电路中描述的方式被构建在次级端，则进入如上所述的非连续性模式。因此，在MOS-FET被关断时反方向的电流流动，所以，不能有效地减小次级端处的无功功率。
所以，在图1的电路中，隔离变换器变压器PIT以下面描述的方式被配置成扩展连续模式，抑制这样的反方向电流。
图2显示在图1的电路中提供的隔离变换器变压器PIT的结构的例子。
参照图2，隔离变换器变压器PIT包括EE型芯。EE型芯包括由铁氧体材料制成的一对E型芯CR1，CR2，它们被组合成使得它们的磁臂是互相相对的。
隔离变换器变压器PIT还包括例如由树脂材料制成的绕线管B，以及被分开地形成使得初级端缠绕部分和次级端缠绕部分互相无关的。初级绕组N1被绕制在一个缠绕部分上，而次级绕组(N2A，N2B)被绕制在另一个缠绕部分上。由于其上这样地缠绕初级端绕组和次级端绕组的绕线管被附着到EE型芯(CR1，CR2)上，初级端绕组和次级端绕组被缠绕在EE型芯的中心磁臂上互相不同的缠绕区域。这样，得到隔离变换器变压器PIT的结构。在这种情况下的EE型芯例如由EER-40制成。
在EE型芯的中心磁臂上，以图2所示的方式形成缝隙G，其具有例如约1.5mm的缝隙长度。通过缝隙G，耦合系数k被设置为0.8，这样，得到例如k＝0.8或更小的松弛的耦合状态。简言之，在图1的电源电路中的隔离变换器变压器PIT比起如图30上传统的电源电路所示的电源电路的隔离变换器变压器PIT，具有更松弛的耦合状态。应当指出，缝隙G可以通过把每个E型芯CR1，CR2的中心磁臂做得比另外的两个外部磁臂更短而被形成。
而且，初级绕组N1和次级绕组N2A，N2B的圈数被设置成使得次级端绕组的每1T(圈)的感应电压电平可以低于以上参照图30描述的电源电路时的数值。例如，初级绕组N1和次级绕组N2A，N2B的圈数被设置为NI＝68T和N2A＝N2B＝2T，这样，次级绕组的每1T(圈)的感应电压电平可以是2.5V/T或更小。
在隔离变换器变压器PIT的初级绕组N1和次级绕组N2A，N2B的圈数被如上所述地设置的情形下，当与以上参照图30描述的电源电路中的情形相比较时，隔离变换器变压器PIT的芯的磁通密度减小，以及隔离变换器变压器PIT的漏电感增加。
下面参照图3的波形图描述包括具有上述的结构的隔离变换器变压器PIT的图1所示的电路的操作。
图3的波形图显示在开关周期内图1的电源电路的主要元件的工作波形。
参照图3，在开关元件Q2上的电压V1相应于开关元件Q2的接通/关断状态。具体地，图3所示的波形呈现方波，其中电压V1在其间开关元件Q2为接通的时间间隔T2内具有零电平，但在其间开关元件Q2为关断的另一个时间间隔T1内箝位到预定的电平。然后，流过开关元件Q2//阻尼二极管DD2的开关电流IDS2呈现波形，其中在开关元件Q2接通时当它流过阻尼二极管时，它呈现负极性，正如在时间间隔T2内看到的。在时间间隔T2内，开关电流IDS2被倒向，以便具有正的极性，由此，它从开关元件Q2的漏极流到源极，此后，在时间间隔TI内，开关元件Q2被关断，以及开关电流IDS2具有零电平。
同时，开关元件Q1相对于开关元件Q2交替地执行接通/关断。所以，虽然未示出，流过开关元件Q1//阻尼二极管DD1的开关电流具有波形，具有相对于开关电流IDS2移相180°的相位。另外，在开关元件Q1上的电压具有波形，具有相对于在开关元件Q2上的电压V1移相180°的相位。
因此，流过被连接在开关元件Q1，Q2的开关输出点与初级端接地点之间的初级端串联谐振电路(C1-L1)的初级端串联谐振电流I0具有开关电流IDS1和开关电流IDS2的复合波形。因此，初级端串联谐振电流I0具有如图所示的正弦波形。
应当指出，在其中隔离变换器变压器PIT没有被形成为处在松弛的耦合状态的传统的电路中，隔离变换器变压器PIT的耦合系数k被设置为例如等于或大于k＝0.8的数值，以使得隔离变换器变压器PIT可以得到高的磁通密度。按照耦合系数k的设置值，初级端串联谐振电流I0不呈现正弦波形，但包括由初级绕组N1的激励电感产生的方波分量。
相反，按照上述的例子，隔离变换器变压器PIT的耦合系数被设置为松弛的耦合状态电平，由此把磁通密度设置为大于如上所描述的需要的水平。因此，由于初级绕组N1的漏电感L1增加，初级绕组N1的激励电感可被做成相对较低的。
由于初级绕组N1的激励电感可被这样地做成低的，可以得到正弦波的波形作为如图3所示的初级端串联谐振电流I0。
在次级绕组N2B处得到的电压V2具有与诸如刚才描述的初级端串联谐振电流I0的一个周期一致的波形。具体地，得到电压V2为具有与初级端串联谐振电流I0的零交叉点时序(在图3上称为时间t1，t2，t3)一致的零交叉点时序的波形。
虽然以上说明电压V2是在次级绕组N2B处得到的电位，但在次级绕组N2A处也生成具有类似的波形的电位。
在次级端同步整流电路中，由电阻Rg2形成的驱动电路检测诸如以上描述的电压V2(次级绕组N2B)以及把导通电平栅极电压(栅极-源极电压VGS4)输出到MOS-FET Q4，Q6。
栅极-源极电压VGS4被生成为在其间电压V2保持高于相应于被确定为MOS-FET Q4，Q6的栅极-源极电压的预定的电平的电平的时间间隔内(在图3上从时间t1到时间td1的时间间隔)的导通电压。换句话说，从时间t1到时间td1的时间间隔是MOS-FET Q4，Q6的导通时间间隔DON2。
然后，从此时导通时间间隔DON2结束的时间td1到时间t2的时间间隔是MOS-FET Q4，Q6的关断时间，以及在从时间td1到时间t2的关断时间内，整流电流流过用于MOS-FET Q4，Q6的体二极管DD4，DD6。
因此，流过MOS-FET组Q4，Q6的整流电流I4在从时间t1到时间t2的时间间隔内流动。换句话说，整流电流I4在时序t1和t2呈现零电平，这时，初级端串联谐振电流I0同样呈现零电平，因此，整流电流I4对于初级端串联谐振电流I0是连续的。
同样地，由电阻Rg1形成的驱动电路检测在次级绕组N2A处生成的电压，等价于以上描述的电压V2，以及把导通电平栅极电压(栅极-源极电压VGS3)输出到MOS-FET Q3，Q5。
栅极-源极电压VGS3也被生成为在其间在次级绕组N2A中生成的电压V2保持高于相应于被确定为MOS-FET Q3，Q5的栅极-源极电压的预定电平的电平的时间间隔内(在图3上从时间t2到时间td2的时间间隔)的导通电压。因此，从时间t2到时间td2的时间间隔是MOS-FET Q3，Q5的导通时间间隔DON1。
然后，从此时导通时间间隔DON1结束的时间td2到时间t3的时间间隔是MOS-FET Q3，Q5的关断时间，以及在从时间td2到时间t3的关断时间内，整流电流流过用于MOS-FET Q3，Q5的体二极管DD3，DD5。
因此，流过MOS-FET组Q3，Q5的整流电流I3也在从时间t2到时间t3的时间间隔内流动，这些时间是图3所示的初级端串联谐振电流I0的零交叉点时序，因此，该整流电流I3对于初级端串联谐振电流I0是连续的。
流到平滑电容器(平滑电容器C01到C04)的充电电流Ic以诸如图3所示的波形流动，它是通过组合整流电流I3，I4得到的。换句话说，可以看到，其中平滑电容器C0是在其间在次级绕组N2A，N2B中生成电压的时间间隔内被充电的全波整流操作具有任何的正的和负的极性。
而且，由于整流电流I3和整流电流I4连续地流到如上所述的初级端串联谐振电流I0，流到平滑电容器C0的充电电流Ic也连续地流到初级端串联谐振电流I0。
简言之，在图1的电路中，例如由于重负载的结果，当电流被控制成开关频率可被设置为低于预定的水平，也得到次级端整流电流的连续模式。
由于连续模式被这样地扩展，在非连续时间间隔内的反方向电流被抑制，并且无功功率可被减小，以及当与图30的电路的情形进行比较时，可以预期功率变换效率的提高。
应当指出，在这种情况下在整流电流I3，I4中不产生这样的反方向电流的原因在于，电感器Ld被插入在如上所述的整流电流路径中。具体地，被这样地插入在整流电流路径中的电感器Ld具有由电感器Ld的阻抗分量抑制在整流电流中生成的反方向电流的作用。在这种情况下，如果电感器Ld的电感值被设置为例如，如上所述的、约0.6μH，则可以避免在整流电流中生成的反方向电流。
图6显示其中可应用本发明、和此后描述的本发明的第二实施例所基于的开关电源电路的另一个基本结构。
图6所示的基本结构也包括与图1所示的基本结构类似的、达到改进功率因子的功率扼流圈PCH，它包括具有与以上参照图2描述的类似的结构的隔离变换器变压器PIT。图6所示的基本结构由此达到连续模式的扩展和次级端的无功功率的减小，达到功率变换效率的提高。
而且，图6所示的结构被配置成准备用于AC 100V系统，而图1的结构被配置成准备用于市电AC电源AC的200V系统。
作为准备用于AC 100V系统的结构，图6的基本结构包括由一对整流电路D1，D2和一对平滑电容器Ci1，Ci2形成的倍压整流平滑电路，作为用于整流和平滑输入AC电压以产生DC输入电压Ei的整流平滑电路。
在这种情况下的整流平滑电路中，整流二极管D1按图6所示的方向被串联连接在市电AC电源AC的正极线，如图6所示。平滑电容器Ci1，Ci2被串联连接，以及平滑电容器Ci2的负极端子被接地到初级端的地，而平滑电容器Ci1的正极端子被整流二极管D1的阴极。在平滑电容器Ci1，Ci2之间的节点被连接到市电AC电源AC的负极线。而且，整流二极管D2被插入，使得其阴极连接到整流二极管D1，以及其阳极连接到初级端的地。
按照如上所述的这样的结构，在其间输入AC电压呈现正极性的半周期内，整流二极管D1的整流输出被平滑电容器Ci1平滑。另一方面，在其间输入AC电压呈现负极性的半周期内，整流二极管D2的整流输出被平滑电容器Ci2平滑。
简言之，在这种情况下，得到相应于市电AC电源AC的电平的两倍的电平作为在平滑电容器Ci1，Ci2的串联连接电路上的DC输入电压Ei。结果，可以得到等于由图1的基本结构得到的DC输入电压Ei的电平。
正如从以上说明可以看到的，图1和6的电源电路具有与以上参照图30描述的电路的情形类似的、按照扼流圈输入系统的用于改进功率因子的结构，不同点在于，隔离变换器变压器PIT被配置成具有低于预定的水平的磁通密度。在隔离变换器变压器PIT的磁通密度被这样地设置为低于预定的水平的情形下，可以达到例如在重负载条件下连续模式的扩展。此外，由在次级端整流电流中出现的反方向电流引起的无功功率可被减小，达到功率变换效率的提高，而这在配置绕组电压检测系统的同步整流电路的情形下一直是一个问题。
然而，如果功率扼流圈PCH被提供来改进功率因子，则将出现诸如下面参照图4，5，和7，8描述的那样的问题。
图4，5和7，8分别是图1和6所示的电路的特性图。具体地，图4和7显示图1和6的电源电路的AC-DC功率变换效率ηAC→DC、功率因子PF、和DC输入电压Ei相对于AC输入电压电平VAC的变化的特性，其中负载功率Po是固定的。图5和8显示图1和6的电源电路的AC-DC功率变换效率ηAC→DC、功率因子PF、和DC输入电压Ei相对于负载功率Po的变化的特性，其中AC输入电压VAC是固定的。
应当指出，在图4和5上，在除了功率因子PF以外的特性中间的图1的电路的特性用实线表示，以及在从图1的结构中去除功率扼流圈PCH的情形下的那些特性用虚线表示。而且，在图4上，给出在AC输入电压VAC被固定为VAC＝220V的情形下的实验结果，以及在图7上，给出在AC输入电压VAC被固定为VAC＝100V的情形下的实验结果。而且，在图5上，给出在负载功率Po被固定为Po＝150W的情形下的实验结果。
而且，当得到图4，5和7，8的结果时，在图1的电路上初级端串联谐振电容器C1的电容被设置为0.027μF，以及在图6的电路上初级端串联谐振电容器C1的电容被设置为0.022μF。
首先，在图1和6的电路中，整流的平滑的电压Ei，相对于功率扼流圈PCH被插入以前的结果，被功率扼流圈PCH的阻抗分量降低约10％。
具体地，例如，在图1的电路的情形下，DC输入电压Ei(图4的实线)在约210到330V的范围内变化，而AC输入电压VAC的范围从180到260V。相反，在其中功率扼流圈PCH从图1的结构中被去除的电路的情形下，DC输入电压Ei(虚线)在250到370V的另一个范围内变化，表示相对于功率扼流圈PCH被插入以前的结果，降低约10％。
也在图6所示的电路中，当功率扼流圈PCH被插入以前的结果相比较时，DC输入电压Ei的电平同样降低。
如果DC输入电压Ei降低，则由于不能达到规定的输入电压电平，DC输入电压Ei必须升高。
为了升高DC输入电压Ei，在图1的电路中，隔离变换器变压器PIT的初级绕组N1的圈数被设置为N1＝68T，因此例如从N1＝75T(这是功率扼流圈PCH插入以前的圈数)减小，这样，初级端串联谐振电流I0的电平上升同样多。
也在图6的电路的情形下，初级绕组N1从N1＝75T(这是功率扼流圈PCH插入以前的圈数)减小到N1＝70T，以提升初级端串联谐振电流I0的电平。
然而，如果初级端串联谐振电流I0这样地增加，则例如，初级端的开关损耗增加，以及这引起功率变换效率下降。
此外，在提供功率扼流圈PCH的情形下，由于功率扼流圈PCH的芯的铁损耗和绕组的铜损耗生成无功功率，这也引起功率变换效率下降。
例如，图1所示的电路的AC-DC功率变换效率ηAC→DC表示，当AC输入电压VAC(在从180到260V的范围内)变化时，下降到低于ηAC→DC＝90％的数值，虽然在功率扼流圈PCH插入以前AC-DC功率变换效率保持在高于ηAC→DC＝90％的水平，如图4所示。
而且，在其中AC输入电压VAC是VAC＝200V和负载功率Po是Po＝150W(次级端DC输出电压E0＝5V×负载电流30A)的最大负载操作下，图1的电路的AC-DC功率变换效率ηAC→DC(实线)呈现为下降到ηAC→DC＝89.3％，虽然在其中没有提供功率扼流圈PCH的情形下在功率因子改进之前的AC-DC功率变换效率ηAC→DC(虚线)是ηAC→DC＝约91.8％，如图4和5所示。
而且，当与功率扼流圈PCH插入之前的结果相比较时，也得到图1的电路的AC输入功率增加4.6W的实验结果。
而且，关于图6的电路，AC-DC功率变换效率ηAC→DC表示在插入功率扼流圈PCH后下降到ηAC→DC＝89.2％，虽然在功率扼流圈PCH插入以前AC-DC功率变换效率ηAC→DC是ηAC→DC＝91.5％，如图7和8所示。
而且，关于图6的电路，也得到AC输入功率增加4.3W的结果。
从以上说明，包括功率扼流圈PCH的图1和6的电路仍旧有问题通过用于改进功率因子的结构不能达到功率变换效率的有效的改进。
而且，在图1和6所示的电路中，功率扼流圈PCH的插入，相对于负载变化而言，扩大DC输入电压Ei的变化范围(ΔEi)。
具体地，当进入到重负载条件和DC输入电压Ei处在下降的趋势时，功率扼流圈PCH的阻抗分量阻碍在市电AC电源上得到足够的功率。因此，当负载功率Po上升时，DC输入电压Ei的电平，例如当与功率扼流圈PCH插入之前的结果相比较时，下降很大的量，如图5所示。
在图1的电路的情形下，相对于负载功率Po从Po＝150到25W的变化，DC输入电压Ei的变化范围约为30V，所以，当与功率扼流圈PCH插入之前的3.5V的变化范围相比较时，呈现很大的扩展。
同时，在图6的电路的情形下，在相同的条件下，DC输入电压Ei的变化范围是30V，所以，呈现从功率扼流圈PCH插入之前的7.5V的变化范围扩大很大的量。
这样，如果DC输入电压Ei的变化范围扩大，则通过包括控制电路1的恒压控制系统的操作引起的开关频率的控制范围也扩大。
如果开关频率的控制范围扩大，则这引起这样的问题，加到开关元件Q1，Q2的负担增加同样多，以及例如控制与驱动电路系统的结构复杂化。
而且，在这种情况下，由于功率扼流圈PCH在电源电路的各种元件中间具有相对较大的尺寸和相对较重的重量，它也带来问题电路板的占用面积很大和电路的重量增加。
例如，在图1的电路被配置成准备用于AC 200V系统时，这时的功率扼流圈PCH的电感Lpch被设置为约41.5mH，以及这时的功率扼流圈PCH的重量被设置为约155克。
同时，在图6的电路的情形下，功率扼流圈PCH的电感Lpch被设置为约7.2mH，以及这时的功率扼流圈PCH的重量约为155克。
应当指出，在图1和6所示的电路中，通过这样设置如上所述的功率扼流圈PCH的电感Lpch，当负载功率Po是Po＝150W时功率因子PF被设置成约为PF＝0.77。
<第一实施例>
考虑如上所述的那样的问题，具有用于改进功率因子的、按照本发明的第一实施例的开关电源电路按以下方式构建。
图9显示类似于以上参照图1描述的电路的、准备用于AC 200V系统的开关电源电路的结构的例子。
参照图1，按照本发明的第一实施例的开关电源电路包括由在次级端的MOS-FET Q3到Q6形成的同步整流电路，以及还包括具有类似于以上参照图2描述的结构的隔离变换器变压器PIT。因此，开关电源电路抑制次级端整流电流的反方向电流，达到功率变换效率的提高。
此外，开关电源电路消除如在图1的电路中提供的功率扼流圈PCH，以及还包括如图9所示的功率因子改进电路3作为用于改进功率因子的结构。
功率因子改进电路3包括由整流二极管D1，D2，D3，D4形成的桥式整流电路Di，如图9所示。功率因子改进电路3还包括滤波电容器CN，被并行地插入在桥式整流电路Di的负极输入端(在整流二极管D1，D3之间的节点)与正极输入端(在整流二极管D2，D4之间的节点)之间以及被并行地插入到市电AC电源AC中。
而且，功率因子改进电路3包括电压反馈变压器VFT。而且，该变压器VFT包括被连接到在桥式整流电路Di的整流二极管D3，D4之间的节点的次级绕组N5和被插入在隔离变换器变压器PIT的初级绕组N1与初级端串联谐振电容器C1之间的初级绕组N4。
在桥式整流电路Di的整流二极管D1，D2之间的节点被连接到平滑电容器Ci的负极端。在平滑电容器Ci与整流电路D1，D2之间的节点被连接到初级端的地端。
电压反馈变压器VFT的次级绕组N5在它的一端被连接到在桥式整流电路Di的整流二极管D3，D4之间的节点，以及在它的另一个端通过开关元件Q1的漏极被连接到平滑电容器Ci的正极端。
在功率因子改进电路3的操作中，为了桥式整流电路Di提供整流电流以使得开关可以与此后描述的开关周期一致地被执行，高速恢复型的整流二极管被选择性地使用于桥式整流电路Di的整流二极管。具体地，高速度恢复型的整流二极管被选择性地使用于两个或多个整流二极管，包括以下的一个组的组合整流电路D1，D2，整流二极管D3，D4，整流二极管D1，D3，和整流二极管D2，D4。
在图9上，每个高速恢复型的整流二极管用涂黑的二极管标记表示，而每个低速恢复型的整流二极管用空白二极管标记表示。这里，其中高速度恢复型的二极管被选择性地使用于桥式整流电路Di的整流二极管D3，D4的例子显示于图9。
此后描述的电压反馈变压器VFT例如具有诸如图10所示的那样的结构。
参照图10，电压反馈变压器VFT包括EE型芯。EE型芯包括由铁氧体材料制成和这样地组合的一对E型芯CR5，CR6，这样，它们的磁臂是互相相对的，如图10所示。电压反馈变压器VFT还包括绕线管B，划分成初级端缠绕区域和次级端缠绕区域，以使得它们互相独立但又合并在一起。初级绕组N4和次级绕组N5分别被缠绕在初级端缠绕区域和次级端缠绕区域。
另外，这样地形成的电压反馈变压器VFT具有被形成在它的芯的中心臂上的缝隙G。在本例中，缝隙G被设置为Gap＝约1.2mm，这样，得到其中耦合系数约为0.7到0.8的松弛耦合状态。
下面参照图11的波形图描述具有上述的结构的第一实施例的开关电源电路的操作。
应当指出，在图11上，显示了在市电AC电源AC的一个周期内的图9的电路的几个元件的操作。而且，在图11上，显示了在其中AC输入电压VAC是VAC＝220V和负载功率Po是Po＝150W的情形下的实验的结果。
如果假设所输入的、AC输入电压VAC例如具有如图11所示的波形，则AC输入电流IAC以这样的波形流动，这样它在其间AC输入电压VAC分别具有正的和负的极性的周期内呈现正的和负的极性。
在这种情况下，交变电流11在功率因子改进电路3中流动，这样，它在AC输入电压VAC的半个周期内沿着此后描述的整流电流路径具有正的极性。
基于在初级绕组N4处得到的初级端开关输出的交变电压在电压反馈变压器VFT的次级绕组中被激励。这也被表示为，交变电流I1具有波形，在其上叠加开关周期的高频分量，如图11所示。
流过功率因子改进电路3并流入平滑电容器Ci的充电电流ICi具有波形，其周期与开关周期相同，如图11所示，以及该波形呈现相应于其间交变电流11呈现正极性的峰值电平的周期的正极性的峰值电平。
另外，桥式整流电路Di的全波整流电压V1(在整流二极管D3，D4之间的节点与整流二极管D1，D2之间的节点之间得到的电位)具有波形，该波形具有与开关周期相同的周期以及呈现相应于其间交变电流I1和充电电流ICi呈现接近于零电平的数值的周期的、正极性的峰值电平。
而且，流入滤波电容器CN的电流ICN具有波形，该波形具有与开关周期相同的周期以及呈现相应于其间交变电流I1和充电电流ICi呈现接近于正极性的峰值电平的数值的周期的、峰值电平。
因此，上述的AC输入电流IAC以一个波形流动，该波形呈现相应于其间交变电流I1、充电电流ICi和电流ICN具有接近于它们的峰值电平的周期的、峰值电平。
应当指出，得到的结果为，在平滑电容器Ci上的电压是DC输入电压Ei，它的起伏分量ΔEi具有波形，该波形在相应于市电AC电源周期的周期中围绕313V反复增加和减小，如图11所示，以及起伏分量ΔEi的变化范围约为±5V。同时，次级端DC输出电压E0的起伏分量ΔE0在开关周期内在围绕5V的约50mV的范围内变化，如图11所示。
在图9所示的电路中，在其间AC输入电压VAC具有正极性的两个半个周期的一个半个周期内，整流电流沿着[整流二极管D4→电压反馈变压器VFT的次级绕组N5→平滑电容器Ci→整流二极管D1→滤波电容器CN]的路径流动。
在其间AC输入电压VAC具有负极性的另一个半个周期内，整流电流沿着[整流二极管D3→次级绕组N5→平滑电容器Ci→整流二极管D2→滤波电容器CN]的另一条路径流动。
从刚才描述的这样的整流电流路径可以看到，在图9的电路中，在其间AC输入电压VAC具有正极性的半个周期内，由桥式整流电路Di的整流二极管组D1，D4执行整流操作。另一方面，在其间AC输入电压VAC具有负极性的半个周期内，由整流二极管组D2，D3执行整流操作。
在这种情况下，由于高速恢复型整流二极管被使用于如上所述的桥式整流电路Di的整流二极管D3，D4，高速恢复型整流二极管被插入在AC输入电压AC的两个不同的半个周期内形成的每个整流电流流动路径。
在这种情况下，桥式整流电路Di的全波整流电压V1具有波形，在其上如上所述地叠加上电压反馈变压器VFT的次级绕组N5中激励的开关周期的交变电压。由于得到如刚才描述的这样的全波整流电压V1，可以看到，桥式整流电路Di执行在开关周期中的整流二极管的开关操作，换句话说，在功率因子改进电路3中，初级端开关输出的电压被反馈到整流电流路径，以及基于开关输出的交变电压被利用来使得桥式整流电路Di的整流二极管执行开关操作。
在整流二极管在与开关周期一致的周期内这样地执行开关操作的情形下，在其间相应于市电AC电源周期的全波整流电压VI的低频分量的波形电平高于AC输入电压VAC的电平的时间间隔内，当被叠加在全波整流电压V1上的高频分量的电平变为较低时，可使得高速恢复型二极管导通。
具体地，在这个时间间隔内，高速恢复型二极管响应于由被登记在全波整流电压V1上的开关周期波形生成的电位差，进行接通和关断。因此，即使在其间全波整流电压V1原先高于AC输入电压VAC的电位的时间间隔内仍可以提供整流电流。
换句话说，在其间AC输入电压VAC的电位原先低于在平滑电容器Ci1，Ci2上的电压的时间间隔内整流电流仍旧流动，因此，其间有整流电流流动的时间间隔可被进一步扩大。
在其间有整流电流流动的时间间隔可进一步扩大的情形下，AC输入电流分量的平均波形达到AC输入电压VAC的波形，因此，AC输入电流IAC的导通角被扩大，由此达到功率因子的改进。
为了证实，在这里说明，在这种情况下AC输入电流IAC的波形被平滑的原因在于，叠加在整流电流分量上的高频分量已由被提供在AC线上的滤波电容器去除。
而且，正如从以上说明可以看到的，由于桥式整流电路中的两个整流二极管在AC输入电压VAC的每个半个周期操作，另外，可能的办法是使用高速恢复型整流二极管用于其他的整流二极管，由此，高速恢复型整流二极管被使用于桥式整流电路Di的所有的整流二极管。然而，由于高速恢复型二极管是相对较昂贵的，电路的生产成本增加得一样多。
在本例中，由于高速恢复型二极管被使用于被插入在如上所述的每个整流电流路径中的两个整流二极管的至少一个整流二极管，其他的整流二极管(低速二极管)可被接通，由此，由电压反馈系统实现功率因子改进操作。按照具有刚才所述的结构的本例，通过至少只对于两个整流二极管使用高速度恢复型整流二极管，桥式整流电路的成本可被抑制。
图12和13显示具有图9所示的结构的电源电路的特性。具体地，图12显示在负载功率Po被固定为Po＝150W的情形下在AC输入电压VAC的VAC＝170到264V的变化范围内AC到DC功率变换效率ηAC→DC、功率因子PF、和DC输入电压Ei的特性。
同时，图13是当负载功率变化而AC输入电压VAC固定在VAC＝220V时的特性图，以及它显示在负载电流IPo的IPo＝30到0A的变化范围内AC到DC功率变换效率ηAC→DC、功率因子PF、和DC输入电压Ei的特性。
应当指出，在图12和13上，在图9的电路的情形下的特性用于实线表示，而在图1的电路的情形下的特性用于虚线表示。
应当指出，图12和13所示的实验的结果是通过使用图9所示的电路的以下的元件常数得到的隔离变换器变压器PITEER-40的铁氧体芯，缝隙长度Gap＝1.5mm初级绕组N1＝75T(圈)次级绕组N2(N2A+N2B)2T+2T在中心抽头处划分的位置电压反馈变压器VFTEE-25的铁氧体芯，缝隙长度Gap＝1.2mm初级绕组N4＝37T次级绕组N5＝29T
初级端串联谐振电容器C1＝0.015μF首先，从图12的特性图可以看到，图9的例子的电路的DC输入电压Ei在AC输入电压VAC＝170到264V的范围内比起图1的电路呈现更高的电平。
这表示，在本例中，由于功率扼流圈PCH可被省略，避免DC输入电压Ei的下降。
在这样地避免DC输入电压Ei下降的情形下，由于不必减小隔离变换器变压器PIT的初级绕组N1的圈数来增加初级端串联谐振电流I0，有可能例如比起图1的电路的情形减小开关损耗，以及同样多地提高功率变换效率。
此外，按照图9的电路，由于不出现由于芯的铁损和绕组的铜损引起的功率扼流圈PCH的损耗，由此也可达到无功功率的减小。
因此，图9所示的本例的电路的AC到DC功率变换效率ηAC→DC是ηAC→DC＝约91.3％，如在图12和13看到的，其中AC输入电压VAC和负载功率Po分别是VAC＝220V和Po＝150W(E0×Ipo＝5V×30A)。当与在相同的条件下图1的电路的情形的ηAC→DC＝约89.3％进行比较时，这表示约2.0％的改进而且，从图13可以看到，相对于负载变化，DC输入电压Ei的变化范围比起图1的电路的情形被减小，正如从虚线曲线看到的。
这是由于以下事实造成的，功率扼流圈PCH可被消除以及按照图9所示的结构，由电压反馈变压器VFT反馈到整流电流路径的功率的电平，响应于由于负载变化引起的初级端串联谐振电流I0的电平变化而变化。
具体地，在这种情况下，例如，如果进入重负载条件和初级端串联谐振电流I0的电平升高，则通过电压反馈变压器VFT反馈到整流电流路径的功率增加。由于流入平滑电容器Ci的充电电流是从这样反馈的功率提供的，即使进入到重负载条件时，DC输入电压Ei的下降被抑制。
按照实验，在图9的电路中，相对于负载功率Po的Po＝150到25W的变化，DC输入电压Ei的变化范围约为6.0V，以及当与在图1的电路的情形的约30V的变化范围相比较时，它大大地减小。
由于DC输入电压Ei的变化范围这样地减小，得到开关频率的控制范围的减小。这带来优点例如，加到开关元件Q1，Q2的负载减小，以及用于开关元件Q1，Q2的驱动和控制系统的结构可以简化。
而且，如图12和13所示，按照图9的电路，在AC输入电压VAC和负载功率Po分别是VAC＝220V和Po＝150W的情形下得到约0.810的功率因子PF。简言之，得到功率因子PF呈现从0.77(这是对于图1的电路得到的)得以改进的结果。
而且，由于如上所述的EE-25型铁氧体芯可被使用图9所示的实施例的电路中电压反馈变压器，对于改进功率因子必须的元件在体积与重量上比起在图1的电路中提供的功率扼流圈PCH(41.5mH)的体积与重量，可以减小。
更具体地，在图9的电路的情形下电压反馈变压器的重量约为26克，这比起在图1的电路中提供的功率扼流圈PCH的155克，可以减小到约1/6。
由于对于改进功率因子所提供的元件在体积与重量上可以这样地减小，电路的面积和重量比起图1的电路的体积与重量可以减小。
从以上说明，按照本实施例的开关电源电路的结构，虽然连续模式的扩展是通过类似于图1的电路的情形设置隔离变换器变压器PIT的磁通密度而达到的，但次级端的无功功率比起以上参照图30描述的相关的电路的无功功率可以减小。
此外，由于配置了电压反馈系统的功率因子改进电路3，可以省略功率扼流圈PCH，而且，在这方面，可以预期无功功率的进一步减小。
<第二实施例>
按照本发明的第二实施例的开关电源电路的结构显示于图14。
第二实施例的开关电源电路具有以上参照图6描述的、准备用于AC 100V系统的基本结构，以及还包括类似于第一实施例的电压反馈系统的功率因子改进电路。
参照图14，开关电源电路(作为用于AC 100V系统的结构)包括类似于以上参照图6描述的电路、由一对整流电路D1，D2和一对平滑电容器Ci1，Ci2形成的倍压整流平滑电路。
电压反馈变压器VFT的次级绕组N5在它的一端被连接到市电AC电源AC的正极线，如图14所示。市电AC电源AC的负极线被连接到在平滑电容器Ci1，Ci2之间的节点。
另外，在图14的电路中，滤波电容器CN被并联连接到市电AC电源AC线路。
整流二极管D1的阳极被连接到次级绕组N5的另一端。整流二极管D2被串联地插入在次级绕组N5与整流二极管D1之间的节点与初级端接地点之间。整流二极管D2的阳极被连接到初级端接地点，以及它的阴极被连接在次级绕组N5与整流二极管D1之间的节点。
整流二极管D1的阴极通过开关元件Q1的漏极被连接到平滑电容器Ci1的正极端。
在这种情况下的功率因子改进电路4包括电压反馈变压器VFT、滤波电容器CN和整流电路D1，D2。
应当指出，高速恢复型的整流二极管被选择地使用于整流电路D1，D2。
现在参照图15的波形图描述具有以上参照图14描述的那样的结构的电路的操作。
应当指出，在图15上，表示了在市电AC电源AC的一个周期内图14的电路的元件的操作，以及显示在AC输入电压VAC和负载功率Po分别是VAC＝100V和Po＝150W的情形下的实验的结果。
参照图15，在这种情况下的AC输入电压VAC具有按照AC 100V系统的、如图15所示的波形。然后，AC输入电流IAC以这样地波形流动，它在其间AC输入电压VAC分别具有正的和负的极性的周期内呈现正的和负的极性。
另外，在这种情况下，交变电流I1在功率因子改进电路4中流动，这样，它具有叠加在其上的开关周期的高频分量。具体地，基于从电压反馈变压器VFT的初级绕组N4在次级绕组N5上激励的初级端开关输出的交变电压被反馈到功率因子改进电路4端。
应当指出，在这种情况下的交变电流11具有波形，在其间AC输入电压VAC分别沿着如上所述的整流电流路径呈现如图15所示的正的和负的极性的周期内呈现正的和负的极性。
全波整流电压V1是在图14所示的整流二极管D2上的电压，它具有开关周期的波形，如图15所示，以及具有相应于市电AC电源的周期的低频分量。低频分量具有波形，在其间AC输入电压VAC具有负的极性的半个周期内呈现负的极性的峰值电平，但在其间AC输入电压VAC具有正的极性的另半个周期内呈现对于零电平端的倒置波形。
另外，流入滤波电容器CN的电流ICN具有开关周期的波形，它呈现相应于其间上述的交变电流I1呈现峰值电平的时间间隔的峰值电平。
应当指出，在这种情况下的DC输入电压Ei的起伏分量ΔEi具有诸如图15所示的波形，以及在约±5V的范围内变化。
在图14所示的电路中，在其间AC输入电压VAC具有正极性的两个半个周期的一个半个周期内，整流电流沿着[电压反馈变压器VFT的次级绕组N5→整流二极管D1→平滑电容器Ci1→滤波电容器CN]的路径流动。
在其间AC输入电压VAC具有负极性的另半个周期内，整流电流沿着[平滑电容器Ci2→整流二极管D2→次级绕组N5→滤波电容器CN]的另一条路径流动。
这样，在图14所示的电路中，在其间AC输入电压VAC具有正极性的半个周期内，由整流二极管D1执行整流操作。另一方面，在其间AC输入电压VAC具有负极性的另半个周期内，由整流二极管D2执行整流操作。另外，在这种情况下，由于高速恢复型整流二极管被使用于整流电路D1，D2，整流二极管根据在电压反馈变压器VFT的次级绕组N5中激励的交变电压执行开关周期的开关操作。
在整流二极管这样地执行开关周期内的开关操作的情形下，另外，在其间原先的AC输入电压VAC的电平低于在平滑电容器Ci1，Ci2上的电压的时间间隔内，使得高速恢复型的二极管响应于开关周期的叠加的波形的波形而导通。因此，在上述的时间间隔内充电电流提供到平滑电容器Ci。
具体地，也在这种情况下，在其间原先的AC输入电压VAC的电平低于在平滑电容器Ci1，Ci2上的电压的时间间隔内，高速恢复型的二极管导通，因此，其间整流电流流动的时间间隔可以进一步扩展。
这样，也在图14所示的电路中，由于其间整流电流流动的时间间隔可以扩展，AC输入电流分量的平均波形接近于AC输入电压VAC的波形。这扩大了AC输入电流IAC的导通角，由此，达到功率因子的提高。
图16和17显示具有图14所示的结构的电源电路的特性。
具体地，图16显示在负载功率Po被固定为Po＝150W的情形下在AC输入电压VAC的VAC＝85到120V的变化范围内AC到DC功率变换效率ηAC→DC、功率因子PF、和DC输入电压Ei的特性。同时，图17是当负载功率变化而AC输入电压VAC固定在VAC＝100V时的特性图，以及它显示在负载电流IPo的IPo＝30到0A的变化范围内AC到DC功率变换效率ηAC→DC、功率因子PF、和DC输入电压Ei的特性。
应当指出，在这种情况下，图16和17所示的实验的结果是通过使用图14所示的电路的以下的元件常数得到的隔离变换器变压器PITEER-40的铁氧体芯，缝隙长度Gap＝1.5mm初级绕组N1＝75T(圈)次级绕组N2(N2A+N2B)2T+2T在中心抽头处划分的位置电压反馈变压器VFTEE-25的铁氧体芯，缝隙长度Gap＝1.2mm初级绕组N4＝37T
次级绕组N5＝19T初级端串联谐振电容器C1＝0.020μF首先，从图16的特性图可以看到，图14所示的电路的DC输入电压Ei在AC输入电压VAC＝85到120V的范围内比起以上参照图7描述的图6的电路的特性呈现更高的电平。这表示，也在第二实施例中，由于功率扼流圈PCH可被省略，避免DC输入电压Ei的下降。
在这样地避免DC输入电压Ei下降的情形下，消除了减小隔离变换器变压器PIT的初级绕组N1的圈数来增加初级端串联谐振电流I0的必要性，有可能同样多地提高功率变换效率。
因此，图14所示的本例的电路的AC到DC功率变换效率ηAC→DC是ηAC→DC＝约90.9％，如在图16和17看到的，其中AC输入电压VAC和负载功率Po分别是VAC＝100V和Po＝150W(E0×Ipo＝5V×30A)。这表示，当与在相同的条件下图6的电路的情形的ηAC→DC＝约89.2％进行比较时有约1.7％的改进而且，从图17与图8的比较结果可以看到，相对于负载变化，图14的电路的DC输入电压Ei的变化范围比起图6的电路的情形被减小。
具体地，也在这种情况下，由于通过电压反馈变压器VFT反馈的功率响应于负载变化而变化，相对于负载变化，DC输入电压Ei的电平的变化类似于第一实施例那样地被抑制。
按照实验，在图14的电路中，相对于负载功率Po的Po＝150到25W的变化，DC输入电压Ei的变化范围约为16V，以及当与在图6的电路的情形的约30V的变化范围相比较时，它大大地减小。
因此，也在这种情况下，可以达到开关频率控制范围的减小。
而且，如图16和17所示，按照图14所示的电路，在AC输入电压VAC和负载功率Po分别是VAC＝100V和Po＝150W的情形下得到约0.895的功率因子PF。简言之，得到功率因子呈现从PF＝0.77(对于图6的电路得到的)的改进的结果。
而且，也在图14所示的电路中，电压反馈变压器，比起类似于第一实施例的功率扼流圈PCH，可以用减小的体积与重量被形成。
例如，在图14的电路的情形下电压反馈变压器的重量约为26克。因此，也在这种情况下，电压反馈变压器的重量，比起在图1的电路中提供的功率扼流圈PCH的155克，可以减小到约1/6。
这样，第二实施例的电源电路，当与包括功率扼流圈PCH作为用于功率因子的改进的结构的替换的结构相比较时，可以达到功率变换效率和功率因子的改进、开关频率控制范围的减小、以及扼流圈的体积与重量的减小。
<第三实施例>
按照本发明的第三实施例的开关电源电路的结构显示于图18。
第三实施例的开关电源电路具有类似于以上参照图9描述的第一实施例的、准备用于AC 200V系统的基本结构开关电源电路还包括与在图9的电路中提供的功率因子改进电路3不同的、功率因子改进电路5作为电压反馈系统的功率因子改进电路。
因此，图18所示的电源电路除了功率因子改进电路的结构以外，类似于图9的电路，所以，下面主要给出功率因子改进电路5的结构的说明。
功率因子改进电路5包括由整流二极管D1，D2，D3，D4形成的桥式整流电路Di，如图18所示。功率因子改进电路5还包括滤波电容器CN，被并联地插入在桥式整流电路Di的负极输入端(在整流二极管D1，D3之间的节点)与正极输入端(在整流二极管D2，D4之间的节点)之间和并联连接到市电AC电源AC。
而且，功率因子改进电路5包括高频扼流圈LS，被连接到在桥式整流电路Di的整流二极管D3，D4之间的节点与在隔离变换器变压器PIT的初级端缠绕的第三绕组N3之间的节点。
也在这种情况下，在桥式整流电路Di的整流二极管D1，D2之间的节点被连接到平滑电容器Ci的正极端。在平滑电容器Ci与整流电路D1，D2之间的节点被连接到初级端接地点。
高频扼流圈LS在它的绕组N10的一个末端处被连接到在桥式整流电路Di的整流二极管D3，D4之间的节点，以及在它的绕组N10的另一个末端处被连接到第三绕组N3的一个末端。第三绕组N3的零一个末端通过开关元件Q1的漏极被连接到平滑电容器Ci的正极端。
应当指出，也在这种情况下，高速恢复型整流二极管被选择地用于抑制电路成本。在形成桥式整流电路Di的整流二极管中间，高速恢复型被使用于被插入在用于两个不同的半个周期的两个整流电流路径的每个路径的两个整流二极管之一。
简言之，在图18上，显示了其中高速恢复型二极管被选择地使用于整流二极管D3，D4的例子，每个二极管用涂黑的二极管表示。
上述的高频扼流圈LS例如具有图19所示的结构。
参照图19，高频扼流圈LS包括EE型芯。EE型芯包括由铁氧体材料制成的一对E型芯CR7，CR8，它们被组合成使得它们的磁臂是互相相对的。高频扼流圈LS还包括绕线管B，例如由树脂材料制成，以及被提供在以刚才描述的方式形成的EE型芯中。而且，绕组N10被绕制在绕线管B的一个缠绕部分上，如图19所示。
也在高频扼流圈的EE型芯的中心磁臂上，以图19所示的方式形成缝隙G。在这种情况下的缝隙G被形成为，例如约1.0mm的缝隙长度。
具有上述的结构的高频扼流圈被形成为使得它的电感值例如被设置为约115μH。
回头参照图18，在所显示的电源电路中提供的隔离变换器变压器PIT具有以上参照图2描述的结构，但还具有第三绕组N3，连同初级绕组N1一起绕制在初级端。
在这种情况下，隔离变换器变压器PIT的初级绕组N1，次级绕组N2，和第三绕组N3的圈数被设置为N1＝80T，N2(N2A+N2B)＝2T+2T，以及N3＝15T，以使得在这种情况下次级端绕组的每1T(圈)的感应电压电平可以是大约2.5V/T。
下面参照图20的波形图描述具有上述的结构的第三实施例的开关电源电路的操作。
应当指出，在图20上，显示在市电AC电源AC的一个周期内的图18的电路的几个元件的操作。而且，也在图20上，显示了在AC输入电压VAC是VAC＝220V和负载功率Po＝150W的情形下的实验的结果。
如果假设也在这种情况下输入的AC输入电压VAC例如具有如图20所示的波形，则AC输入电流IAC以这样的波形流动，它在其间AC输入电压VAC分别具有正的和负的极性的周期内呈现正的和负的极性。
也在这种情况下，交变电流I1在功率因子改进电路5中流动，这样，它在AC输入电压VAC的两个半个周期内都具有正极性。
在隔离变换器变压器PIT的初级端缠绕的第三绕组N3上得到基于从初级绕组N1激励的初级端开关输出的交变电压。因此，在与高频扼流圈LS相邻的第三绕组N3的末端与初级端接地点之间的出现的电压V2具有按照在其间它呈现正的和负的峰值的时间间隔内的开关周期的交变波形。
电压V2可被看作为在第三绕组N3上生成的电压。因此，从电压V2的波形可以看到，在这种情况下初级端开关变换器的输出电压通过在初级绕组N1与第三绕组N3之间的磁耦合被反馈到功率因子改进电路5端。
这也由以下的事实表示，上述的交变电流I1具有波形，其上叠加有按照开关周期的高频分量。
另外，经过功率因子改进电路5流入平滑电容器Ci的电流ICi具有开关周期的波形，如图20所示，以及它呈现相应于其间交变电流I1呈现正极性的峰值电平的时间间隔的正极性的峰值电平。
另外，在这种情况下的桥式整流电路Di的全波整流电压V1具有开关周期的波形，以及它呈现相应于其间交变电流I1和充电电流ICi呈现接近于零电平的数值的时间间隔的正极性的峰值电平。
而且，流入滤波电容器CN的电流ICN具有开关周期的波形，以及它呈现相应于其间交变电流I1和充电电流ICi呈现接近于正极性的峰值电平的数值的时间间隔的峰值电平。
因此，上述的AC输入电流IAC按以下波形流动，它呈现相应于其间交变电流I1、充电电流ICi、和电流ICN具有接近于它们的峰值电平的数值的时间间隔的峰值电平。
应当指出，作为平滑电容器Ci上的电压的DC输入电压Ei的起伏分量ΔEi具有波形，该波形在相应于市电AC电源的周期的时间间隔内围绕309V反复增加和减小。而且，起伏分量Δei的变化范围约为±5V。
在图18所示的电路中，在其间AC输入电压VAC具有正极性的两个半个周期的一个半个周期内，整流电流沿着[整流二极管D4→高频扼流圈LS→第三绕组N3→平滑电容器Ci→整流二极管D1→滤波电容器CN]的路径流动。
在其间AC输入电压VAC具有负极性的另半个周期内，整流电流沿着[整流二极管D3→高频扼流圈LS→第三绕组N3→平滑电容器Ci→整流二极管D2→滤波电容器CN]的另一条路径流动。
从刚才描述的该整流电流路径可以看到，也在图18的电路中，在其间AC输入电压VAC具有正极性的半个周期内，由桥式整流电路Di的整流二极管组D1，D4执行整流操作。另一方面，在其间AC输入电压VAC具有负极性的另半个周期内，由整流二极管组D2，D3执行整流操作。
也在这种情况下，由于高速恢复型整流二极管被使用于如上所述的桥式整流电路Di的整流二极管D3，D4，高速恢复型的整流二极管被插入在AC输入电压VAC的两个不同的半周期内形成的每个整流电流路径中。
在这种情况下，桥式整流电路Di的全波整流电压V1具有波形，在其上如上所述地叠加在隔离变换器变压器PIT的第三绕组N3中激励的开关周期的交变电压。由于得到如刚才描述的这样的全波整流电压V1，可以看到，桥式整流电路Di在开关周期内执行整流二极管的开关操作。
换句话说，也在功率因子改进电路5中，初级端开关输出的电压被反馈到整流电流路径和基于开关输出的交变电压被利用来使得桥式整流电路Di的整流二极管执行开关操作。
在桥式整流电路Di中的整流二极管在与开关周期一致的时间间隔内这样地执行开关操作的情形下，也在其间原先的AC输入电压VAC的电平低于在平滑电容器Ci1，Ci2上的电压的时间间隔内，(使得高速恢复型的二极管响应于开关周期的叠加的波形而导通。)因此，其间整流电流流动的时间间隔可以进一步扩展。
在其间整流电流流动的时间间隔被扩大的情形下，也在这种情况下，AC输入电流分量的平均波形接近于AC输入电压VAC的波形，因此，这扩大了AC输入电流IAC的导通角，达到功率因子的提高。
也在这种情况下，在图20上，AC输入电流分量IAC的波形被平滑的原因在于，被叠加在整流电流分量上的高频分量已被在AC线上提供的滤波电容器CN去除。
图21和22显示具有图18所示的结构的电源电路的特性。具体地，图21显示在负载功率Po被固定为Po＝150W的情形下在AC输入电压VAC的VAC＝170到264V的变化范围内AC到DC功率变换效率ηAC→DC、功率因子PF、和DC输入电压Ei的特性。
同时，图22是当负载功率Po变化而AC输入电压VAC固定在VAC＝220V时的特性图，以及它显示在负载电流IPo的IPo＝30到0A的变化范围内AC到DC功率变换效率ηAC→DC、功率因子PF、和DC输入电压Ei的特性。
应当指出，在图21和22上，在图18的电路的情形下的特性用实线表示，而在图1的电路的情形下的特性用虚线表示。
应当指出，图21和22所示的实验的结果是通过使用图18所示的电路的以下的元件常数得到的隔离变换器变压器PITEER-40的铁氧体芯，缝隙长度Gap＝1.5mm初级绕组N1＝80T(圈)
次级绕组N2(N2A+N2B)2T+2T跨在中心抽头处划分位置第三绕组N3＝15T高频扼流圈LSEE-20的铁氧体芯，缝隙长度Gap＝1.0mm，电感值＝115μH首先，从图21的特性图可以看到，图18的例子的电路的DC输入电压Ei在AC输入电压VAC＝170到264V的范围内比起图1的电路呈现更高的电平。
这表示，也在图18的电路中，由于功率扼流圈PCH可被省略，避免DC输入电压Ei的下降。
在这样地避免DC输入电压Ei下降的情形下，消除了增加初级端串联谐振电流I0的必要性，以及有可能减小开关损耗和同样多地提高功率变换效率。
顺便地说，图18所示的本例的电路的AC到DC功率变换效率ηAC→DC是ηAC→DC＝约91.4％，如在图21和22看到的，其中AC输入电压VAC和负载功率Po分别是VAC＝220V和Po＝150W(E0×Ipo＝5V×30A)。因此，当与在相同的条件下图1的电路的情形的ηAC→DC＝约89.3％进行比较时得到约2.1％的改进。
而且，从图21和22，在其中AC输入电压VAC和负载功率Po分别是VAC＝220V和Po＝150W的图18的电路的情形下，得到约0.795的功率因子PF。
而且，在图18所示的电路中的高频扼流圈LS可被设置为如上所述的、具有约115μH的相对较低的电感值。由此，为改进功率因子而提供的扼流圈，比起在图1的电路中提供的功率扼流圈PCH(41.5mH)，可以用减小的体积与重量被形成。
更具体地，图1的电路的功率扼流圈PCH的重量约为155克，在图18的电路中提供的高频扼流圈的重量约为15克，以及可减小到约1/10。
这样，图18的电路也可用从图1的电路中减小的电路面积和减小的重量被形成。
从以上说明，通过第二实施例的开关电源电路的结构，当与图1的电路相比较时，可以预期功率变换效率和功率因子的改进以及扼流圈的体积与重量的减小。
<第四实施例>
按照本发明的第四实施例的开关电源电路的结构显示于图23。
第四实施例的开关电源电路具有类似于以上参照图14描述的第二实施例的、准备用于AC 100V系统的基本结构。开关电源电路只用使用类似于第三实施例的那些的第三绕组N3和高频扼流圈LS的功率因子改进电路代替功率因子改进电路的结构。
因此，下面主要给出在第四实施例的电源电路中提供的功率因子改进电路6的结构的说明。
参照图23，功率因子改进电路6包括高频扼流圈LS与第三绕组N3的串联连接电路，被串联插入在市电AC电源AC的正极线中，如图23所示。同时，市电AC电源AC的正极线被连接到在一对平滑电容器Ci1，Ci2之间的节点。
应当指出，也在这种情况下，滤波电容器CN被并联插入在市电AC电源AC的线路之间。
而且，在这种情况下，整流二极管D1的阳极被连接到第三绕组N3的、远离高频扼流圈LS的一端。整流二极管D2被串联插入在第三绕组N3与整流二极管D1之间的节点和初级端接地点之间。整流二极管D2的阳极被接地到初级端接地点，以及它的阴极被连接到在第三绕组N3与整流二极管D1之间的节点。
而且，整流二极管D1的阴极通过开关元件Q1的漏极被连接到平滑电容器Ci1的正极端。
也在这种情况下，高速恢复型整流二极管被选择地使用于整流二极管D1，D2。
下面参照图24的波形图描述包括具有上述的结构的功率因子改进电路的、图23的电路的操作。
应当指出，也在图24上，显示在市电AC电源AC的一个周期内的图23的电路的几个元件的操作。而且，也在图23上，显示了在AC输入电压VAC是VAC＝100V和负载功率Po＝150W的情形下的实验的结果。
也在这种情况下，输入的AC输入电压VAC例如具有如图24所示的、相应于AC 100V系统的波形。而且，AC输入电流IAC以这样的波形流动，它在其间AC输入电压VAC分别具有正的和负的极性的周期内呈现正的和负的极性。
在缠绕在隔离变换器变压器PIT上的第三绕组N3的、靠近高频扼流圈的一端与初级端接地点之间出现的电压V2具有与开关周期一致的波形。由此，可以看到，基于从隔离变换器变压器PIT的初级绕组N1在第三绕组N3上激励的初级端开关输出的交变电压被反馈到功率因子改进电路6端。
在得到具有诸如上述的波形的电压V2的情形下，流过功率因子改进电路6中的高频扼流圈LS的交变电流11具有波形，在其上叠加开关周期的高频分量。
应当指出，交变电流I1具有波形，它在其间AC输入电压VAC类似于在图14的电路的情形下的图15所示的交变电流呈现正的和负的极性的时间间隔内呈现正的和负的极性。
而且，电压V1是在图23所示的整流二极管D2上的电压，它具有开关周期的波形，如图24所示，以及具有相应于市电AC电源的周期的低频分量。低频分量具有波形，它在其间AC输入电压VAC具有负的极性的半个周期内呈现正的极性的峰值电平，但在其间AC输入电压VAC具有正的极性的另半个周期内呈现对于零电平端的倒置波形。
另外，流入滤波电容器CN的电流ICN具有开关周期的波形，它呈现相应于其间上述的交变电流I1呈现峰值电平的时间间隔的峰值电平。
应当指出，在这种情况下的DC输入电压Ei的起伏分量ΔEi具有诸如图24所示的波形，以及在约±5V的范围内变化。同时，次级端DC输出电压E0的起伏分量ΔE0具有诸如图24所示的开关周期的波形，以及在约±5V的范围内变化。
在图23所示的电路中，在其间AC输入电压VAC具有正极性的两个半个周期的一个半个周期内，整流电流沿着[高频扼流圈LS→第三绕组N3→整流二极管D1→平滑电容器Ci1→滤波电容器CN]的路径流动。在其间AC输入电压VAC具有负极性的另半个周期内，整流电流沿着[平滑电容器Ci2→整流二极管D2→第三绕组N3→高频扼流圈LS→滤波电容器CN]的另一条路径流动。
因此，也在图23所示的电路中，在其间AC输入电压VAC具有正极性的半个周期内，由整流二极管D1执行整流操作，而在其间AC输入电压VAC具有负极性的另半个周期内，由整流二极管D2执行整流操作，类似于图14所示的电路中那样。也在这种情况下，由于高速恢复型整流二极管被使用于整流电路D1，D2，整流二极管根据在第三绕组N3中激励的交变电压执行开关周期的开关操作。
在整流二极管这样地执行开关周期内的开关操作的情形下，也在其间原先的AC输入电压VAC的电平低于在平滑电容器Ci1，Ci2上的电压的时间间隔内，使得高速恢复型的二极管响应于开关周期的叠加的波形的波形而导通。因此，也在上述的时间间隔内，充电电流提供到平滑电容器Ci。
简言之，也在这种情况下，AC输入电流IAC的导通角被扩大，由此，达到功率因子的改进。
图25和26显示图23所示的电源电路的特性。
具体地，图25显示在负载功率Po被固定为Po＝150W的情形下AC输入电压VAC的VAC＝85到120V的变化范围内AC到DC功率变换效率ηAC→DC、功率因子PF、和DC输入电压Ei的特性。同时，图26是当负载功率变化而AC输入电压VAC固定在VAC＝100V时的特性图，以及它显示在负载电流IPo的IPo＝30到0A的变化范围内AC到DC功率变换效率ηAC→DC、功率因子PF、和DC输入电压Ei的特性。
应当指出，也在这种情况下，图25和26所示的实验的结果是通过使用图23所示的电路的以下的元件常数得到的隔离变换器变压器PITEER-40的铁氧体芯，缝隙长度Gap＝1.5mm初级绕组N1＝75T(圈)次级绕组N2(N2A+N2B)2T+2T在中心抽头处划分的位置第三绕组N3＝15T高频扼流圈LSEE-22的铁氧体芯，缝隙长度Gap＝1.0mm，电感值＝63μH首先，从图25的特性图可以看到，图23所示的电路的DC输入电压Ei在AC输入电压VAC＝85到120V的范围内比起以上参照图7描述的图6的电路的特性呈现更高的电平。简言之，也在第四实施例中，由于功率扼流圈PCH可被省略，避免DC输入电压Ei的下降。
在这样地避免DC输入电压Ei下降的情形下，消除了减小隔离变换器变压器PIT的初级绕组N1的圈数来增加初级端串联谐振电流I0的必要性，以及有可能同样多地提高功率变换效率。
因此，由图23所示的电路得到的AC到DC功率变换效率ηAC→DC是ηAC→DC＝约90.4％，如在图25和26上看到的，其中AC输入电压VAC和负载功率Po分别是VAC＝100V和Po＝150W(E0×Ipo＝5V×30A)。因此，当与在相同的条件下图6的电路的情形的ηAC→DC＝约89.2％进行比较时有约1.2％的改进而且，如图25和26所示，按照图23所示的电路，在AC输入电压VAC和负载功率Po分别是VAC＝100V和Po＝150W的情形下得到约0.940的功率因子PF。简言之，得到功率因子呈现从PF＝0.77(对于图6的电路得到的)的改进的结果。
而且，也在图23所示的电路中，高频扼流圈LS被形成为使得它具有如以上提到的、例如63μH的相对较低的电感。所以，高频扼流圈LS类似地比起功率扼流圈PCH(7.2mH)，可以用减小的体积与重量被形成。
例如，在图23的电路的情形下，高频扼流圈LS的重量约为15克。因此，也在这种情况下，电压反馈变压器的重量，比起在图6的电路中提供的功率扼流圈PCH的155克，可以减小到约1/10。
这样，第四实施例的电源电路，当与包括功率扼流圈PCH作为用于功率因子的改进的结构的替换的结构相比较时，可以达到功率变换效率和功率因子的改进以及扼流圈的体积与重量的减小。
<次级端结构的其他例子>
顺便地说，虽然以上的说明关系到其中同步整流电路被形成在电源电路的次级端的例子，按照其中通过设置隔离变换器变压器PIT的磁通密度而达到连续模式的扩大的实施例，在次级端的整流电路如图30所示地由二极管元件形成的情形下，可以有效地达到功率损耗的减小。
如上所述，当传统的开关电源电路处在重的负载条件时，次级端整流电路持续非连续模式，以及在次级端的整流二极管呈现高的连续性损耗的水平。这阻碍达到功率变换效率的改进。
相反，按照本实施例，由于次级端整流电流的连续性周期被扩大到与其间初级端串联谐振电流I0流动的时间间隔相同的长度。次级端整流电流的峰值电平可被降低得同样多。
在次级端整流电流的峰值电平被这样地降低的情形下，由次级端的整流元件造成的连续性损耗可被减小，由此，有效地减小功率损耗。
下面描述其中次级端的整流元件由二极管元件这样地形成的结构的例子。
应当指出，虽然未显示和描述其中全波整流电路是如图30所示地被形成的这样的结构，自然有可能采用如刚才描述的那样的全波整流电路的结构。
而且，虽然在下面的说明中涉及到的这些附图只显示次级端的结构，但初级端的结构可以是以上参照图9、14、18和23描述的实施例的结构的任一项。
首先参照图27，图上显示其中形成桥式整流电路的例子。
在这种情况下，次级绕组N2的中心抽头被省略，如图27所示。对于次级绕组N2，提供由(次级端)整流二极管D01到D04形成的桥式整流电路和由平滑电容器C0形成的全波整流平滑电路。
全波整流平滑电路运行，以使得在次级绕组N2中激励的交变电压的一个半个周期内，使得桥式整流电路的整流二极管组D01和D04导通，用整流电流充电平滑电容器C0。在次级绕组N2中激励的交变电压的另半个周期内，使得整流二极管组D02，D03导通，用整流电流充电平滑电容器C0。
因此，在平滑电容器C0上得到其电平等于在次级绕组N2中激励的交变电压的电平的次级端DC输出电压E0。
应当指出，虽然未示出，也在这种情况下的次级端DC输出电压E0被分支和作为用于控制电路1的检测电压被输入。这同样也应用于下面描述的例子。
图28所示的另一个例子包括倍压半波整流电路的结构。
也在图28的电路中，次级绕组N2的中心抽头被省略。然而，应当指出，在这种情况下，整流二极管D01的阳极通过电容器Cc的串联连接被连接到次级绕组N2的第一端，如图28所示。整流二极管D01的阴极被连接到平滑电容器C0的正极端。
平滑电容器C0的负极端被连接到次级端接地点。次级绕组N2的另一个第二端被连接到次级端接地点。
而且，整流二极管D02被插入，以使得它的阳极连接到在次级绕组N2的第二端与次级端接地点之间的节点，以及它的阴极连接到整流二极管D01的阳极，这样，它被并联连接到次级绕组N2。
按照上述的连接方案，在次级绕组N2上激励的交变电压的一个半个周期内，使得被并联连接到次级绕组N2的整流二极管D02导通，因此，整流电流流到整流二极管D02和电容器Cc。换句话说，在该周期内，在次级端的整流电流充电电容器Cc，因此，在电容器Cc上生成其电平等于在次级绕组N2上激励的交变电压电平的电压。
另一方面，在次级绕组N2上激励的交变电压的另半个周期内，使得整流二极管D01导通，以及整流电流流到整流二极管D01和平滑电容器C0，给平滑电容器C0充电。简言之，整流二极管D01对于其上叠加在电容器Cc上以如上所述的方式得到的电压的交变电压进行整流。因此，在平滑电容器C0上生成其电平等于在次级绕组N2上激励的交变电压的两倍的次级DC输出电压E0。
因此，按照图28所示的结构，得到倍压半波整流操作，其中平滑电容器C0只在次级绕组N2上激励的交变电压的一个半个周期内被充电，而得到相应于交变电压电平的两倍的电平作为平滑电容器C0上的电压(次级端DC输出电压E0)。
图29显示其中形成倍压全波整流电路的例子。
在图29所示的电路中，次级端N2被中心抽头，形成两个绕组，包括次级绕组N2A和另一个次级绕组N2B，如图29所示。次级绕组N2的中心抽头输出端被连接到次级端接地点。
整流二极管D01的阳极通过电容器CcA的串联连接被连接到次级绕组N2A的、远离中心抽头的一端，如图29所示。整流二极管D01的阴极被连接到平滑电容器C0的正极端。
而且，另一个整流二极管D02的阳极被被连接到在次级绕组N2的中心抽头与次级端接地点之间的节点，以及其阴极被连接到在整流二极管D01的阳极与电容器CcA之间的节点。因此，整流二极管D02并联连接到次级绕组N2A。
按照刚才描述的该连接方案，次级绕组N2A，整流二极管D01，D02和电容器CcA具有类似于以上参照图28描述的、由次级绕组N2、整流二极管D01，D02和电容器CcA形成的倍压半波整流电路的结构。
由次级绕组N2A、整流二极管D01，D02和电容器CcA形成的整流电路，此后称为第一倍压半波整流电路。
同时，整流二极管D03，另一个整流二极管D04和电容器CcB被连接到次级绕组N2B，形成第二倍压半波整流电路，与被形成在次级绕组N2A上的第一倍压半波整流电路成对称关系。
按照上述的结构，整流二极管D02与整流二极管D04分别被并联连接到次级绕组N2A和次级绕组N2B。因此，在次级绕组N2处得到的交变电压的一个半个周期内，使得第一倍压半波整流电路端的整流二极管D02导通，用整流电流充电电容器CcA。换句话说，在该周期内，在电容器CcA上生成其电平等于在次级绕组N2A处得到的交变电压的电压。
另一方面，在另半个周期内，使得第二倍压半波整流电路端的整流二极管D04导通，用整流电流充电电容器CcB。由此，在该周期内，在电容器CcB上生成其电平等于在次级绕组N2B处得到的交变电压的电压。
在考虑对于次级绕组N2形成的整流平滑电路的整个结构的情形下，在其中如上所述第一倍压半波整流电路充电电容器CcA的交变电压的一个半个周期内，整流电流被分支，以及沿着[次级绕组N2B→电容器CcB→整流二极管D03→平滑电容器C0→整流二极管D02]的路径流动。
在该周期内，在第二倍压半波整流电路端的电容器CcB上得到交变电压电平的电压，正如从以上说明可以看到的。由此，被插入在第二倍压半波整流电路端的整流电流路径中的整流二极管D03对于其上叠加有在电容器CcB上这样地得到的电压的交变电压进行整流操作。
而且，在该周期内，在次级绕组N2A出现的交变电压从在第一倍压半波整流电路端的电容器CcA上的电压的极性被抵销，以及整流二极管D03对于在次级绕组N2B与电容器CcB的串联连接上的电压执行整流操作。
换句话说，在相应于整流二极管D03的这样的整流操作的周期内，在平滑电容器C0上生成相应于在次级绕组N2B上生成的交变电压的两倍的电平的电压。
另一方面，在其中电容器CcB被充电的、交变电压的另半个周期内，整流电流被分支，以及沿着[次级绕组N2A→电容器CcA→整流二极管D01→平滑电容器C0→整流二极管D04]的路径流动。
也在该周期内，由于在电容器CcA上得到交变电压电平的电压，被插入在整流电流路径中的整流二极管D01对于其上叠加有在电容器CcA上这样地得到的电压的交变电压进行整流操作。而且，也在该周期内，在次级绕组N2B上出现的交变电压从在第二倍压半波整流电路端的电容器CcB上的电压的极性被抵销，以及整流二极管D01对于在次级绕组N2A与电容器CcA的串联连接上的电压执行整流操作。
所以，也在该周期内，在平滑电容器C0上生成相应于在次级绕组N2A上生成的交变电压电平的两倍的电平的电压。
这样，按照图29的电路结构，达到倍压全波整流平滑电路的操作，其中在次级绕组N2中生成的交变电压的每个半个周期内它把整流电压充电平滑电容器C0，产生相应于由每个级绕组(N2A，N2B)得到的交变电压电平的两倍的电平的电压。
应当指出，桥式整流电路可按照图29所示的连接方案被使用于整流二极管D01到D04。
本发明不限于以上描述的电源电路的结构。
例如，在次级端的绕组电压检测系统的同步整流电路的细节的结构可被适当地修正。而且，例如，对于初级端开关变换器的开关元件，可以采用任何不同于MOS-FET的其他元件，诸如IGBT(绝缘栅双极性晶体管)，只要它可被用作为分开激励型的元件。而且，诸如上述的部件或元件的常数那样的各种参数可以按照实际条件等等改变。
而且，按照本发明，开关电源电路可包括自激励型电流谐振变换器。在这种情况下，例如，双极性晶体管可被选择地使用于开关元件。而且，本发明也可应用于由被连接成全波桥式连接的开关元件形成的电流谐振变换器。
另外，功率因子改进电路3到6的结构不限于以上结合实施例描述的那些，而可采用按照由本发明申请的受让人提出的电压反馈系统的各种电路结构。
而且，其中二极管元件被使用于在次级端处的整流元件的各种结构是可能的，以及本发明并不限于以上描述的结构。
权利要求
1.一种开关电源电路，包括整流平滑部分，用于接收AC电压作为加到其上的输入，以产生整流的平滑的电压；开关部分，包括开关元件，开关元件用于接收整流的平滑的电压作为加到其上的DC输入电压，以执行开关操作；开关驱动部分，用于以预定的开关频率驱动所述开关元件，以执行开关操作；隔离变换器变压器，包括绕制在其上的初级绕组，用于接收通过所述开关部分的开关操作得到的开关输出；和绕制在其上的次级绕组，用于使用由所述初级绕组得到的开关输出来激励交变电压；初级端串联谐振电路，由所述隔离变换器变压器的所述初级绕组的漏电感分量与串联连接到所述初级绕组的初级端串联谐振电容器的电容形成，用于使得所述开关部分执行电流谐振型操作；次级端平滑电容器；DC输出电压生成部分，用于整流由所述隔离变换器变压器的所述次级绕组得到的交变电压和用最终得到的整流电流给所述次级端平滑电容器充电，以得到次级端DC输出电压作为在所述次级端平滑电容器上的电压；恒定电压控制部分，用于响应于次级端DC输出电压电平可变地控制所述开关驱动部分的所述开关频率，以执行次级端DC输出电压的恒定电压控制；以及功率因子改进电路，用于把基于所述开关部分的开关输出的交变电压反馈到在所述整流平滑部分形成的整流电流路径，以及利用基于开关输出的交变电压来选择地中断由在所述整流平滑部分提供的整流元件整流的电流分量，以改进功率因子；所述隔离变换器变压器被形成以具有被设置为预定的水平的磁通密度，由此，流过所述DC输出电压生成部分的次级端整流电流具有连续模式而不管被连接到次级端DC输出电压的负载条件和所述AC电压的变化。
2.按照权利要求1的开关电源电路，其中在所述隔离变换器变压器中形成的缝隙的长度被设置为一个长度，由此将所述隔离变换器变压器的磁通密度设置为预定的水平。
3.按照权利要求1的开关电源电路，其中所述初级绕组和所述次级绕组的圈数被设置成由此将所述隔离变换器变压器的磁通密度设置为预定的水平。
4.按照权利要求1的开关电源电路，其中所述功率因子改进电路包括电压反馈变压器，电压反馈变压器包括初级绕组，在初级绕组上输入所述开关部分的开关输出；和次级绕组，在次级绕组中激励相应于由电压反馈变压器的所述初级绕组得到的开关输出的交变电压，以及在所述整流平滑部分中提供的所述整流元件利用在所述电压反馈变压器的所述次级绕组中激励的交变电压来中断整流的电流分量，以改进功率因子。
5.按照权利要求1的开关电源电路，其中所述功率因子改进电路包括缠绕在所述隔离变换器变压器的初级端的第三绕组，以及在所述整流平滑部分中提供的所述二极管元件利用通过所述隔离变换器变压器的所述初级绕组在所述第三绕组中激励的、并相应于所述开关部分的开关输出的交变电压来中断整流的电流分量，以改进功率因子。
6.按照权利要求1的开关电源电路，其中所述DC输出电压生成部分包括其中形成的绕组电压检测系统的同步整流电路以及通过所述次级端平滑电容器的串联连接把所述隔离变换器变压器的所述次级绕组的中心抽头输出连接到次级端接地点，所述同步整流电路包括第一场效应晶体管，被串联连接在所述次级绕组的远离中心抽头输出的第一端与次级端接地点之间；第二场效应晶体管，被串联连接在所述次级绕组的远离中心抽头的第二端与次级端接地点之间；第一驱动电路，包括电阻元件，电阻元件用于检测在其间从所述第一场效应晶体管提供整流电流的一个半波的时间间隔内的次级绕组电压，以及输出栅极电压来控制所述场效应晶体管成为接通状态；以及第二驱动电路，包括电阻元件，电阻元件用于检测在其间从所述第二场效应晶体管提供整流电流的另一个半波的时间间隔内的次级绕组电压，以及输出栅极电压来控制所述第二场效应晶体管成为接通状态。
7.按照权利要求1的开关电源电路，其中所述DC输出电压生成部分在由所述隔离变换器变压器的所述次级绕组得到的交变电压的每一个半波的时间间隔内用整流电流给所述次级端平滑电容器充电。
8.按照权利要求1的开关电源电路，其中所述DC输出电压生成部分包括其中形成的倍压整流电路，用以生成其电平等于由所述隔离变换器变压器的所述次级绕组得到的交变电压的电平的两倍的次级端DC输出电压。
9.按照权利要求1的开关电源电路，其中所述DC输出电压生成部分包括倍压半波整流电路，用以在由所述隔离变换器变压器的所述次级绕组得到的交变电压的两个半波的仅仅一个半波的时间间隔内以整流电流给所述次级端平滑电容器充电，以及生成其电平等于由所述次级绕组得到的交变电压的电平的两倍的次级端DC输出电压。
10.按照权利要求1的开关电源电路，其中所述DC输出电压生成部分包括倍压全波整流电路，用以在由所述隔离变换器变压器的所述次级绕组得到的交变电压的每一个半波的时间间隔内用整流电流给所述次级端平滑电容器充电以及生成等于由所述次级绕组得到的交变电压的电平的两倍的次级端DC输出电压。
11.按照权利要求1的开关电源电路，还包括初级端部分电压谐振电路，由被并联连接到所述开关部分的所述开关元件的部分电压谐振电容器的电容与所述隔离变换器变压器的所述初级绕组的漏电感分量形成，用于响应于其间所述开关元件接通和关断的时序执行电压谐振操作。
全文摘要
公开了实现功率变换效率提高而同时保持高的功率因子的开关电源电路。通过把开关输出反馈到整流电流路径，选择地中断整流电流，由此扩展AC输入电流的导通角，而改进电流谐振变换器的功率因子。这允许省去功率扼流圈而达到功率变换效率的提高。而且，隔离变换器变压器的磁通密度被设置为低于预定的水平，这样，次级端整流电流通常保持连续模式而不管负载或输入电压的变化。这减小在次级端整流电流处在非连续模式时出现的功率损耗，由此达到功率变换效率的进一步提高。
文档编号H02M3/28GK1617435SQ20041009466
公开日2005年5月18日 申请日期2004年11月12日 优先权日2003年11月12日
发明者安村昌之 申请人:索尼株式会社