电源电路的制作方法

专利名称：电源电路的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种电源电路，特别是一种对开关调节器(switching regulator)的输出和串联调节器(series regulator)的输 出进行切换来向负载提供的电源电路。
背景技术：
作为便携式电话、PHS(Personal Handy Phone:个人手持电 话)、PDA(Personal Digital Assistant : 个人it字助理)、 PC(Personal Computer:个人计算机)等^f更携式电子"i殳备的电源 使用电池。并且，为了做出向电子设备的各结构要素提供的规 定电压，使用所谓的串联调节器。另外，除了串联调节器以外 还使用开关调节器。在此，能够使用反馈放大器来构成串联调节器，该反馈放 大器具有被输入基准电压的基准电压输入端子和通过反馈增益 输入该串联调节器的输出的反馈输入端子以及输出端子部。作为开关调节器的结构例，例如在专利文献l中，作为为 了即使装载在具有通信功能的便携式设备中的电池所提供的电 源电压降低也能够驱动便携式设备，使降低的电源电压上升到 规定的输出电压的电路，叙述了 一种斩波(chopper)方式的升压 型开关调节器。在此，公开了 一种包括如下部分的结构误差 放大器(error amp),其将开关调节器的输出电压与基准电压进 行比较，输出与开关调节器的输出电压与基准电压之差相应的 误差信号；PWM电路，其根据来自误差放大器的误差信号来设 定PWM信号的占空比；开关晶体管，其在PWM信号为高电平 时导通；升压线圈，其根据开关晶体管的开关控制来控制流通5的电流量；以及电容器，其保持来自升压线圈的电压，输出输出电压。关于这些分别使用，专利文献2中叙述了经常使用如下一 种方法在便携式电子设备中，当从电池进行降压来对CPU提 供电压时，为了提高电力利用效率，在CPU的消耗电力较大的 状态下利用开关调节器，在消耗电力较小的待机状态下利用串 联调节器。专利文献l:日本特开2005-174264号公报 专利文献2:日本特开2006-54969号/>报发明内容发明要解决的问题当对串联调节器与开关调节器进行比较时，在负载较重 时、即需要增大输出电流时，后者的变换效率较高。因而，如 专利文献2所述那样，在便携式电子设备中，装备串联调节器和 开关调节器这两者，对它们进行切换使得在负载较重时使用后 者的输出而在轻负载时使用前者的输出。为了使开关调节器的输出电压处于规定的范围，进行使用 误差放大器对输出电压与基准电压进行比较的反馈控制。在这 种情况下，开关调节器使用PWM技术，因此当由于相位补偿的 不合适等而脉冲宽度不太合适时，其动作变得不稳定。特别是 在将开关调节器从关闭状态开启时，产生如下情况脉冲生成 处于过渡期，将输出电压反馈到误差放大器是不够的。因此， 在将输出从串联调节器切换到开关调节器时，有时产生噪声。本发明的目的在于提供一种能够抑制将输出从串联调节 器切换到开关调节器时的噪声的电源电路。用于解决问题的方案本发明所涉及的电源电路对开关调节器部的输出与串联 调节器部的输出进行切换来向整体输出端子进行输出，其特征在于，包括开关调节器输出单元，其使开关调节器部进行工作，将设置在开关调节器部与整体输出端子之间的第 一环路切 换开关设为接通，从而形成整体输出端子与开关调节器部的误差放大器之间的反馈环路(feedback loop),另一方面，使串联调 节器部的工作停止，将设置在串联调节器部与整体输出端子之 间的第二环路切换开关设为断开，向整体输出端子输出开关调 节器部的输出；串联调节器输出单元，其使串联调节器部进行 工作，将第二环路切换开关设为接通，另一方面使开关调节器 部的工作停止，将第一环路切换开关设为断开，从而断开整体 输出端子与误差放大器之间的反馈环路，向整体输出端子输出 串联调节器部的输出；以及过渡处理单元，其进行如下过渡处 理当从向整体输出端子输出串联调节器部的输出的状态切换 到输出开关调节器部的输出的状态时，在使串联调节器部和开 关调节器部进行工作的同时将第一环路切换开关设为断开来暂 时断开开关调节器部的反馈环路，并仍将第二环路切换开关设 为接通，来向整体输出端子输出串联调节器部的输出，在误差 放大器的输出端子与误差放大器的另 一个端子之间形成拟反馈 环路(pseudo feedback loop),将与串联调节器部的输出对应的 电压输出到误差放大器的输出端子，由此对开关调节器部的相 位补偿用电容器进行充电，之后断开拟反馈环路，重新形成整 体输出端子与开关调节器部的误差放大器之间的反馈环路。 发明的效果根据上述结构，对开关调节器部的输出和串联调节器部的 输出进行切换来向整体输出端子输出的电源电路进行当从向整 体输出端子输出串联调节器部的输出的状态切换到输出开关调7节器部的输出的状态时的过渡处理。该过渡处理如下在使串
联调节器部和开关调节器部进行工作的同时将第一环路切换开 关设为断开来暂时断开开关调节器部的反馈环路，并仍将第二 环路切换开关设为接通来向整体输出端子输出串联调节器部的 输出，使误差放大器的输出端子与误差放大器的另一个端子之 间形成拟反馈环路，将与串联调节器部的输出对应的电压输出 到误差放大器的输出端子，由此对开关调节器部的相位补偿用 电容器进行充电。
在串联调节器部进行工作时开关调节器部停止工作，因此 相位补偿用电容器成为正在放电的状态。在该状态下，当使开
关调节器部进行工作时，PWM的脉冲宽度生成不顺利，开关调 节器部的输出侧的电感器中流通大电流，整体输出端子中的输 出电压发生大幅变动，由此成为噪声。根据上述结构，利用串 联调节器部的输出电压对相位补偿用电容器进行充电，之后进 行使用了开关调节器部中的反馈环路的工作，因此能够抑制当 从输出串联调节器部的输出的状态切换到输出开关调节器部的 输出的状态时的噪声。


图1是表示本发明所涉及的实施方式中的电源电路的整体 结构的图。
图2是表示现有技术的电源电路的结构的图。 图3是表示在本发明所涉及的实施方式中的软起动(soft start)模式时的各开关的接通/断开状态的图。
图4是表示在本发明所涉及的实施方式中的PWM模式时的
各开关的接通/断开状态的图。
图5是表示在本发明所涉及的实施方式中的LDO模式时的各开关的接通/断开状态的图。
图6是表示在本发明所涉及的实施方式中的过渡模式时的 各开关的接通/断开状态的图。
图7是表示本发明所涉及的实施方式中的与电源电路的模 式的变更对应的各结构要素的状态变化的时序图。
图8是表示现有技术中的与电源电路的模式的变更对应的
各结构要素的状态变化的时序图。 附图标记i兌明
10、 11:电源电路；12:开关调节器部；14:串联调节器 部；16:控制部；18:整体输出端子；20:第一基准电压电路； 22:软起动电路；24:误差放大器；26:相位补偿用电容器； 28: PWM比较器；30: PWM基准电压电路；32: PWM转换器； 34:输出级电路；36:电感器；38:电容器；40:第二基准电 压电路；42:反馈放大器；51:第一开关；52:第二开关；53: 第三开关；54:第四开关；55:第五开关；56:第六开关。
具体实施例方式
下面使用附图来详细说明本发明所涉及的实施方式。下 面，将开关调节器的结构设为软起动电路-误差放大器-相位补 偿用电容器-PWM比较器-PWM转换器-输出级电路的结构来 进行说明，但是根据用途也可以设为适当附加除此以外的要素 的结构，还可以设为将这些多个要素汇总为一个要素的结构。 例如，也可以设为将PWM转换器与输出级一体化的结构。
下面，将开关作为断开环路或者形成环路的单元来进行说 明，但是此处的开关这个词不仅仅意味着接点切换开关，而以 包括半导体开关元件、开关电路等在内的广义的含义来使用。
因而，开关的接通意味着环路的形成等，开关的断开意味着环路的断开等。
下面，在所有附图中对相同的要素附加同一附图标记，省 略重复的说明。另外，在本文中的说明中，根据需要使用之前 叙述过的附图标记。
图l是表示对开关调节器的输出和串联调节器的输出进行 切换来向整体输出端子输出的电源电路10的整体结构的图。电
源电路10是如下的电路包括开关调节器部12、串联调节器部 14以及控制部16,根据连接在整体输出端子18上的负载所需的 电流，在高负载时使开关调节器部12进行工作，在低负载时使 串联调节器部14进行工作，从而从整体输出端子18向负载提供 某一个输出。因此，电源电路10具有如下结构对开关调节器 部12和串联调节器部14各自的输出进行连接，并在其上连接两 个调节器部所共有的作为平滑电容器的电容器38，从而设为向 负载输出的整体输出端子18。
并且，电源电路10特别是具有进行过渡处理的功能，该过 渡处理降低当从向整体输出端子18输出串联调节器部14的输出 的状态切换到输出开关调节器部12的输出的状态时的噪声。为 了进行两个调节器对整体输出端子18的输出的切换以及过渡处 理，电源电路10包括第一开关51至第六开关56的六个开关。控 制部16具有如下功能控制这些开关的状态，执行输出关闭模 式、软起动模式、PWM模式、LDO模式以及过渡模式这五个模 式的切换控制。
在此，输出关闭模式是指电源电路10完全不工作的模式， 例如整体电源为关闭的状态、或者整体电源接通但是所有的电 路要素不工作的状态。该输出关闭模式成为电源电路10所能够 采取的其它模式的起始点，图l中示出了处于该输出关闭模式的 状态的电源电路IO。在该输出关闭模式下，开关调节器部12和串联调节器部14都不处于工作状态，第一开关51至第六开关56 的这六个开关全部断开。
此外，图2是表示现有技术的电源电路11的结构的图，示 出了与图1的电源电路10的不同之处，而省略了无关部分的图 示。对图l和图2进行比较可知，现有技术的电源电路ll中不包 括图l的电源电路10所具备的第一开关51和第二开关52。
图3是表示软起动模式时的各开关的接通/断开状态的图。 图4是表示PWM模式时的各开关的接通/断开状态的图。PWM模 式是指向整体输出端子18输出开关调节器部12的输出的模式， 是所谓的开关调节器工作模式。图5是表示LD0模式时的各开关 的接通/断开状态的图。L D O模式是指如串联调节器部14被称为 低压差线性稳压器(Low Dropout Regulator)那样向整体输出端 子18输出串联调节器部14的输出的模式，是所谓的串联调节器 工作模式。图6是表示过渡模式时的各开关的接通/断开状态的 图。过渡模式的详细内容在后面进行叙述，过渡模式是进行如 下处理的模式降低当从向整体输出端子18输出串联调节器部 14的输出的状态切换到输出开关调节器部12的输出的状态时的 噪声。
在图1中，开关调节器部12包括第一基准电压电路20、软 起动电路22、误差放大器24、相位补偿用电容器26、 PWM比较 器28、用于PWM比较器28的PWM基准电压电路30、 PWM转换 器32以及输出级电路34。另外，设置有第一开关51、第二开关 52、第三开关53、第四开关54以及第五开关55。如上所述，这 些要素中，第一开关51和第二开关52是现有技术所不具有的新 要素。
第一基准电压电路20是产生开关调节器部12的第一基准 电压V!的基准电压源。开关调节器部12是如下那样发挥功能的电路使用反馈技术，即使存在负载中的电流变动等，也输出 与该第 一基准电压相同的电压。
软起动电路22是设置在第 一基准电压电路20与误差放大 器24的一个端子之间的延迟电路，相当于第一基准电压的软起
电压V!提供给误差放大器的 一 个端子的功能。软起动电路22在 开关调节器部12开始工作时进行工作，此时以预先决定的上升 特性将第一基准电压Vi提供给误差放大器24的一个端子，当其
提供电压V2上升到第一基准电压Vi时，结束该作用。
第 一开关51是能够对软起动电路22加设旁路的旁路开关 (by-pass switch)。当接通第一开关51时，将第一基准电压V^安 其电压值原样提供给误差放大器24的一个端子。由此，省略由 软起动电路22产生的延迟而迅速地将第 一基准电压Vi提供给 误差放大器24。第一开关51在过渡模式时被接通，在除此以外
的模式下保持断开。
误差放大器24是如下的误差放大器生成通过软起动电路 22而被输入到一个端子的电压V2与被输入到另 一个端子的电 压V3之间的偏差作为误差信号，并将该误差信号作为输出电压 V4而输出到输出端子。误差信号具有符号，例如在被输入到另 一个端子的电压比基准电压低时能够祐:设为正。输出电压V4对 相位补偿用电容器26进行充电，并被输出到PWM比较器28的一 个端子。
在被输入到误差放大器24的另 一个端子的电压V3是反馈 电压时，进行动作使得该反馈电压成为V2。如上所述，在进行
预先决定的上升之后，电压V2成为第一基准电压Vp因此在被
输入到另 一个端子的电压V3是反馈电压时，误差放大器24进行 动作使得该反馈电压成为V"
12在误差放大器24的输出端子、误差放大器24的另一个端 子、整体输出端子18之间配置用于形成反馈环路的开关以及决 定反馈增益的电阻元件。在此，在下面详细说明误差放大器24 周围的结构。
在图l中，在误差放大器24的周围，从整体输出端子18向 接地电位侧以电阻元件R3、电阻元件R2以及电阻元件Ri的顺序 串联地依次连接配置这些元件。即，电阻元件R3的一个端子被 连接在整体输出端子18上，电阻元件R3的另 一个端子与电阻元
件R2的一个端子相连接，电阻元件R2的另 一个端子与电阻元件
R,的一个端子相连接，电阻元件R!的另 一个端子被连接在接地 电位侧。
并且，电阻元件R3的另一个端子与电阻元件R2的一个端子
相连接的连接点与误差放大器24的输出端子之间设置有第二开 关52。另外，电阻元件R2的另一个端子与电阻元件R^的一个端 子相连接的连接点与误差放大器24的另 一个端子之间设置有第 三开关53。并且，电阻元件Ri的另一个端子与接地电位侧之间 设置有第四开关54。
在PWM模式、LDO模式、过渡模式的各个模式下，如下那 样对第二开关52、第三开关53、第四开关54各自的接通/断开进 行控制。
即，在PWM模式下，第二开关52为断开，但是第三开关53 和第四开关54被设为接通。在图2所示的现有技术中，也存在第 三开关53和第四开关54,在此，在PWM才莫式时、即在向整体输 出端子18输出开关调节器部的输出的模式时，第三开关53和第 四开关54也纟皮设为接通。此外，在PWM才莫式下，后述的第五开 关55被设为接通，第六开关56被设为断开。
这样，通过将第二开关52设为断开且将第三开关53设为接通且将第四开关54设为接通，来将整体输出端子18的电压V7施
加到电阻元件R3的一个端子上，使用将电阻元件R3和电阻元件
R2相加得到的(R3+R》以及电阻元件Rp (R3+R2)与R^的连接点被 连接到误差放大器24的另 一个端子上，由此对误差放大器24反 馈整体输出端子18的电压V7。即，将整体输出端子18和与误差 放大器24相关联的三个电阻元件的相连接的信号线成为开关调 节器部12的反馈环路。
当使用第一基准电压V。误差放大器24的输出电压V4以及 整体输出端子18的输出电压V7并将从误差放大器24的输出端 子到整体输出端子18为止的要素的整体增益设为Acv时，存在 下面的关系。即，以V4二V7/Acf[V^(Ri+R2+R3)/RG]/Acv来提 供误差放大器24的输出电压V4。
接着，在LDO模式下，第二开关52为断开，而且第三开关 53和第四开关54也被设为断开。在图2所示的现有技术中，也存 在第三开关53和第四开关54,在此，在LDO才莫式时、即在向整 体输出端子18输出串联调节器部的输出的模式时，第三开关53 和第四开关54也被设为断开。此外，在LDO模式下，后述的第 五开关55被设为断开，第六开关56被设为接通。
这样，通过将第二开关52设为断开且将第三开关53设为断 开且将第四开关54设为断开，来完全断开整体输出端子18与开 关调节器部12的误差放大器24之间的连接，将串联调节器部14 的反馈放大器42的输出端子连接到整体输出端子18上。由此向 整体输出端子18输出串联调节器部14的输出电压V^。
并且，在过渡模式下，第二开关52被设为接通。第三开关 53和第四开关54都纟皮设为接通。仅在该过渡才莫式时第二开关52 被设为接通。此外，在过渡模式下，后述的第五开关55被设为 断开，第六开关56被设为接通。即，第五开关55和第六开关56的状态与LDO模式时的状态相同。
这样，将第五开关55和第六开关56的状态设为与LDO模式 时的状态相同，将第二开关52设为接通，将第三开关53设为接 通，将第四开关54设为接通，由此将串联调节器部14的输出电 压Vn施加到电阻元件R3的一个端子上，电阻元件113的另 一个端 子与电阻元件R2的一个端子的连接点被连接在误差放大器24的 输出端子上。
在该状态下，与对误差放大器24以包括PWM比较器28、 PWM转换器32、输出级电路34等在内的较大的反馈环路反馈 PWM模式时的整体输出端子18的输出电压V7的情况相比，以误 差放大器24自身为中心形成提供串联调节器部14的输出电压
Vu的较小的反馈环路。
这样，能够将串联调节器部14的输出电压V^提供给开关调 节器部12的误差放大器24，使误差放大器24的输出端子与误差 放大器24的另 一 个端子之间形成作为较小的反馈环路的拟反馈 环路，来将与串联调节器部14的输出电压V^对应的电压输出到 误差放大器24的输出端子。该拟反馈环路是不包括PWM转换器 3 2的单纯的反馈环路，因此向误差放大器2 4的输出端子输出快 速收敛的稳定的输出电压V"
由此，能够使用由串联调节器部14的输出电压V^产生的稳 定的该输出电压V4对开关调节器部12的相位补偿用电容器26 进行充电。这样，当从向整体输出端子18输出串联调节器部14 的输出的状态切换到输出开关调节器部12的输出的状态时，以 稳定的电压对处于放电状态的相位补偿用电容器26进行充电， 由此能够降低切换输出时的噪声。这正是进行过渡处理的目的。
在PWM模式时反馈整体输出端子18的输出电压V7，与此相 对地，在过渡模式时提供串联调节器部14的输出电压Vm因此误差放大器24的输出电压V4有可能成为与PWM模式时不同的
值。因此，设将电阻元件R3的另一个端子与电阻元件R2的一个
端子的连接点连接到误差放大器24的输出端子上，将电阻元件R3和电阻元件R2的相加值设为固定，对其分割比进行调整。由此，能够将误差放大器24的输出电压V4调整为在过渡模式和PWM才莫式下相同的值。
即，在过渡模式下，向电阻元件R3的一个端子提供串联调
节器部14的输出电压V^，从误差放大器24的输出端子向接地电位侧以电阻元件R2、电阻元件Ri的顺序串联地依次连4妄配置这
些元件。电阻元件R3的另 一个端子与电阻元件R2的一个端子的
连接点是将电阻元件R3和电阻元件R2相加得到的(R3+R2)的分割点，因此将该分割点连接到误差放大器2 4的输出端子上。
在此，在PWM冲莫式下，将(R3+R2)作为一体，因此将电阻元件Ri称为第一电阻元件，将具有(R3+R2)的值的电阻元件作为一体而称为第二电阻元件。当这样称呼时，(R3+R。的分割点是对串联连接第二电阻元件的两个电阻成分进行分割时的其分割点。因而，在过渡模式下，第二电阻元件的分割点被连接在误差放大器24的输出端子上。
在这种情况下，当使用串联调节器部14的输出电压V^和误差放大器24的输出电压V4时，存在下面的关系。即，以丫4=丫12{(111+112)/+(111+112+113)}来提供误差放大器24的输出电压V4。
在PWM才莫式下，如上所述，以V^V7/Acv-[V!((Ri+R2+R3)/Rd]/Acv来提供误差放大器24的输出电压V4。因此，只要决定(R3+R2)的分割点使得该两个V4为相同的值并将该分割点连接到误差放大器24的输出端子上即可。这样，能够将误差放大器24的输出电压V4调整为在过渡模式和PWM模式时相同的值。以上对误差放大器24周围的结构进行了说明，因此再次回
到图l,相位补偿用电容器26是设置在误差放大器24的输出端子与PWM比较器28的一个端子之间的电容器，具有对PWM比较器2 8中的频率的零点进行补偿从而能够准确地形成脉冲宽度的功能。利用误差放大器24的输出电压V4对相位补偿用电容器26进行充电。在开关调节器部12进行工作时使用相位补偿用电容器26,因此在串联调节器部14的工作过程中，在开关调节器部12不工作的期间进行放电。
PWM比较器28是具有如下功能的差动放大器对被输入到一个端子的误差放大器24的输出电压V4与被输入到另 一个端子的P W M基准电压V 5进行比较，并将该差电压输出到P W M转换器32。如上所述，误差放大器24的输出电压V4是表示反馈输入到误差放大器24的另 一个端子的电压V2与第 一基准电压Vj之间的误差的误差信号。
PWM基准电压电路30是具有输出PWM基准电压V5的功能的基准电压源。作为PWM基准电压电路30，能够使用振荡波形生成电路，该振荡波形生成电路生成并输出预先设定的频率的锯齿状波形或者三角波形的信号。
可变的PWM信号的电路。这样，PWM信号是具有与误差信号的大小相应的脉冲宽度的矩形波。
输出级电路34是以低阻抗输出作为PWM转换器32的输出的脉冲信号的緩沖电路。
设置在输出级电路34与电感器36之间的第五开关55是在向整体输出端子18输出开关调节器部12的输出时被设为接通来形成将整体输出端子18的电压V7反馈到误差放大器24的反馈环路的第一环路切换开关。如与误差放大器24的周围的结构相关联地已经叙述的那样，第五开关55在PWM模式下接通，在LDO模式下断开，在过渡模式下断开。
电感器3 6具有将作为开关调节器部12的输出信号的脉冲信号变换为电磁能的功能。具体地说，当接通脉冲信号时，蓄积其能量，在关闭时，将所蓄积的该能量放出到整体输出端子18。作为电感器36,能够使用适当的线圈。
电容器38是设置在整体输出端子18与接地电位之间而抑制整体输出端子18的输出电压V7的变动的平滑电容器。
以上，说明了开关调节器部12,因此接着说明串联调节器部14。串联调节器部14包括第二基准电压电路40、反馈放大器42以及第六开关56。
第二基准电压电路40是产生串联调节器部14中的基准电压Vw的基准电压源。串联调节器部14是发挥如下功能的电路利用反馈放大器42的作用，即使存在负载中的电流变动等，也输出与该第二基准电压V^相同的电压。
反馈放大器42是具有被输入第二基准电压V!。的基准电压输入端子和通过反馈增益输入该反馈放大器42的输出的反馈输入端子以及输出端子的放大器。在此，乂人输出端子向接地电位以电阻元件Ru、电阻元件Rk)的順序串联连4妄这些元件，将电阻元件Ru与电阻元件R!。之间的连接点连接到反馈输入端子上。
第六开关56是设置在反馈放大器42与整体输出端子18之间的开关，在向整体输出端子18输出串联调节器部14的输出时被设为接通。与将第五开关5 5称为第 一 环路切换开关相对应地，能够将第六开关56称为第二环路切换开关。如与误差放大器24的周围的结构相关联地已经叙述的那样，第六开关56在PWM模式下断开，在LDO模式下接通，在过渡模式下也接通。
18控制部16具有如下功能将开关调节器部12和串联调节器部14的各要素的动作作为整体来进行控制，根据连接在整体输出端子18上的负载所需的电流，在高负载时使开关调节器部12进行工作，在低负载时使串联调节器部14进行工作，从而从整体输出端子18向负载提供某一个输出。具体地说，具有如下功能使开关调节器部12开启/关闭，使串联调节器部14开启/关闭，控制第一开关51至第六开关56的六个开关的接通/断开，执行输出关闭才莫式、软起动才莫式、PWM才莫式、LDO才莫式以及过渡模式这五个模式的切换控制。
如图l中所说明的那样，在输出关闭模式下，开关调节器部12和串联调节器部14都关闭，第一开关51至第六开关56这六个开关全部断开。
图3是表示软起动模式时的情况的图。图3是与图l相同的图，但是第一开关51至第六开关56的六个开关的状态有些不同。软起动模式是如下的模式在PWM模式的初期，使用软起动电路22的功能，以预先决定的上升特性使作为第 一基准电压电路20的输出电压的第 一基准电压V!延迟并将其提供给误差放大器24的一个端子。
在软起动模式下，开关调节器部12开启，串联调节器部14关闭。并且，第一开关51断开，第二开关52断开，第三开关53接通，第四开关54接通，第五开关55接通，第六开关56断开。该状态与图4中所i兌明的PWM才莫式时的状态相同。
图4是表示PWM模式时的情况的图。PWM模式处于与软起动模式相同的状态，开关调节器部12开启，串联调节器部14关闭。并且，第一开关51断开，第二开关52断开，第三开关53接通，第四开关54^妄通，第五开关55纟妻通，第六开关56断开。
在PWM模式下，使开关调节器部12进行工作，将设置在开关调节器部12与整体输出端子18之间的作为第 一环路切换开关
的第五开关55设为接通，使得形成整体输出端子18与开关调节 器部12的误差放大器24之间的反馈环路，另一方面，使串联调 节器部14的工作停止，将设置在串联调节器部14与整体输出端 子18之间的作为第二环路切换开关的第六开关56设为断开，向 整体输出端子18输出开关调节器部12的输出。
图5是表示LDO模式时的情况的图。LDO模式中处于与 PWM模式相反的状态的元件较多。即，开关调节器部12关闭， 串联调节器部14开启。并且，第一开关51接通，第二开关52断 开，第三开关53断开，第四开关54断开，第五开关55断开，第 六开关56^妻通。
在LDO模式下，使串联调节器部14进行工作，将作为第二 环路切换开关的第六开关56设为接通，另一方面使开关调节器 部12的工作停止，将作为第 一环路切换开关的第五开关55设为 断开，来断开整体输出端子18与误差放大器24之间的反馈环路， 向整体输出端子18输出串联调节器部14的输出。
图6是表示过渡模式时的情况的图。过渡模式是从LDO模 式切换到PWM模式时执行的模式，是一边保持LDO模式一边在 误差放大器24的周围形成拟反馈环路来以稳定的电压对相位补 偿用电容器26进行充电的模式。在过渡模式中，开关调节器部 12启动，串联调节器部14也启动。并且，第一开关51接通，第 二开关52接通，第三开关53接通，第四开关54接通，第五开关 55断开，第六开关56接通。
在过渡模式下，如上所述，当从向整体输出端子18输出串 联调节器部14的输出的状态切换到输出开关调节器部12的输出 的状态时，进行如下的过渡处理在使串联调节器部14与开关 调节器部12—起工作的同时，将作为第一环路切换开关的第五
20开关55断开来暂时断开开关调节器部12的反馈环路，保持接通
作为第二环路切换开关的第六开关56来向整体输出端子18输出 串联调节器部14的输出，使误差放大器24的输出端子与误差放 大器24的另 一个端子之间形成拟反馈环路，误差放大器24的输 出端子输出与串联调节器部14的输出对应的电压，由此对开关 调节器部12的相位补偿用电容器26进行充电，之后，断开拟反 馈环路，重新形成整体输出端子18与开关调节器部12的误差放 大器24之间的反馈环路。
使用图7的时序图说明上述结构的作用。此外，为了参考， 在图8中示出图2的现有技术的电源电路的时序图、即在当从向 整体输出端子输出串联调节器部的输出的状态切换到输出开关 调节器部的输出的状态时没有过渡模式的情况的时序图。
图7是按时间序列表示在电源电路10中动作模式从输出关 闭模式起逐渐变化为软起动模式、PWM模式、LDO模式、过渡 模式、PWM模式时的各要素的状态变化的图。图7的横轴是时 间，纵轴^v纸张的上侧到下侧依次为作为PWM部的开关调节 器部12的开启/关闭状态、作为LDO部的串联调节器部14的开启 /关闭状态、误差放大器24的输出电压V4、 PWM开关输出电压 V6、 LDO输出电压V^、电源电路10的输出电压V7。
在输出关闭模式下，全部处于关闭或GND状态。当进入软 起动模式时，PWM部开启，误差放大器24的输出电压V4—边延 迟一边上升。上升时间Tr是在软起动电路22中预先决定的上升 特性。与误差放大器24的输出电压V4的上升同步地，PWM开关 输出电压V6的脉冲宽度逐渐变大。另外，与它们同步地，电源 电路10的输出电压V7也同样上升。
在软起动模式下，当经过上升时间Tr时，误差放大器24的 输出电压V4大致为固定值，PWM开关输出电压V6的脉冲宽度也大致固定。另外，与它们对应地，电源电^各10的输出电压V7也 大致为固定值。
在软起动模式、PWM模式下，LDO部保持关闭，但是当接 着切换到LDO模式时，LDO部开启，取而代之PWM部关闭。由 此，误差放大器24的输出电压V4为GND电位，因而，相位补偿 用电容器26开始放电。PWM开关输出电压V6也为GND电位。另 一方面，LDO输出电压V^在上升时期为高阻抗，但是之后为固 定的电压电平。与此相对应地，电源电^各10的豸俞出电压V7也成 为与V^对应的固定电压。
接着，在从LDO模式切换到PWM模式时，执行过渡模式的 处理。在过渡才莫式下，LDO部保持开启，PWM部也开启。并且， 如与软起动电路22相关联地进行说明的那样，第一开关51被开 启，软起动电路22被旁路，第一基准电压V!被直接提供给误差 放大器24的一个端子。因而，误差放大器输出电压V4的上升时 间T/比软起动模式时的上升时间Tr短。并且，如与误差放大器 24的周围的结构相关联地进行说明的那样，第二开关52被接通， LDO输出电压V^被提供给误差放大器24,形成不包括PWM转 换器3 2的单纯环路的拟反馈环路，从误差放大器2 4输出稳定的 电压，由此对相位补偿用电容器26进行充电。
在图7中，在过渡模式下，误差放大器输出电压V4急速上 升，与此相应地在PWM开关输出电压V6中呈现出脉冲宽度逐渐 变大的情形。LDO输出电压Vn维持LDO模式时的值。与此相对 应地，电源电^各10的输出电压V7也维持LDO才莫式时的值。
当相位补偿用电容器26的充电经过充足的时间时，过渡模 式结束，LDO部关闭。与此相应地LDO输出电压V^逐渐降低而 变为GND电位。此时，电源电路10的输出电压V7中产生切换噪 声，但是当将其电压振幅Vnz'与参考中所示的图8中出现的切换噪声的电压振幅V。z进行比较时，电压振幅VJ能够变得特别小。 这是因为在过渡模式下对相位补偿用电容器26进行了充足的充 电。由此，之后的PWM模式的动作变得平滑，如图7所示，误
差放大器输出电压V4大致为固定电压电平，PWM开关输出电压
V6的脉冲宽度也大致固定，与它们相对应地电源电^各10的输出 电压V7也大致为固定电压。
参考中示出的图8中除了没有过渡模式以外，横轴、纵轴 的内容相同。并且，在从LDO模式切换到PWM模式时，从相位 补偿用电容器26正在放电的状态起开始充电，因此电感器36中
流通大电流，电源电^^的输出电压V7中出现4交大电压振幅Vnz
的切换噪声。这样，在以往技术中，在从LDO冲莫式切换到PWM 模式时，电源电路的输出电压V7产生较大的变动。
权利要求
1.一种电源电路，对开关调节器部的输出与串联调节器部的输出进行切换来向整体输出端子进行输出，其特征在于，包括开关调节器输出单元，其使开关调节器部进行工作，将设置在开关调节器部与整体输出端子之间的第一环路切换开关设为接通，从而形成整体输出端子与开关调节器部的误差放大器之间的反馈环路，另一方面，使串联调节器部的工作停止，将设置在串联调节器部与整体输出端子之间的第二环路切换开关设为断开，向整体输出端子输出开关调节器部的输出；串联调节器输出单元，其使串联调节器部进行工作，将第二环路切换开关设为接通，另一方面使开关调节器部的工作停止，将第一环路切换开关设为断开，从而断开整体输出端子与误差放大器之间的反馈环路，向整体输出端子输出串联调节器部的输出；以及过渡处理单元，其进行如下过渡处理当从向整体输出端子输出串联调节器部的输出的状态切换到输出开关调节器部的输出的状态时，在使串联调节器部和开关调节器部进行工作的同时将第一环路切换开关设为断开来暂时断开开关调节器部的反馈环路，并仍将第二环路切换开关设为接通，来向整体输出端子输出串联调节器部的输出，在误差放大器的输出端子与误差放大器的另一个端子之间形成拟反馈环路，将与串联调节器部的输出对应的电压输出到误差放大器的输出端子，由此对开关调节器部的相位补偿用电容器进行充电，之后断开拟反馈环路，重新形成整体输出端子与开关调节器部的误差放大器之间的反馈环路。
2. 根据权利要求l所述的电源电路，其特征在于， 开关调节器部包括误差放大器，其作为误差放大器生成误差信号，该误差信 号是被输入到误差放大器的一个端子的第一基准电压与被输入到误差放大器的另 一个端子的电压之间的误差；PWM电路部，其根据误差信号生成占空比可变的PWM信，电容器，其作为相位补偿用电容器而被设置在误差放大器 的專lT出端子与PWM电^各部之间；线圈，其被设置在PWM电路部与整体输出端子之间；开关，其作为第一环路切换开关，被设置在PWM电路部与 线圏之间；以及信号环路，其作为反馈环路而将整体输出端子的输出电压 反馈到误差放大器的另 一个端子侧，串联调节器部包括反馈放大器，其具有被输入第二基准电压的基准电压输入 端子、通过反馈增益而被输入该反馈放大器的输出的反馈输入 端子以及输出端子部；以及开关，其作为第二环路切换开关而被设置在反馈放大器与 整体输出端子之间。
3.根据权利要求1或2所述的电源电路，其特征在于，开关调节器部的反馈环路包括第二电阻和第一电阻，从整体输出端子向接地电位依次串 联连接；以及反馈信号线，其对第二电阻与第 一 电阻之间的连接点和误 差放大器的另 一个端子进行连接，并且，开关调节器部包括拟反馈环路形成用开关，该拟反 馈环路形成用开关作为能够通过在过渡处理时接通来形成拟反 馈环路的开关，被设置在对串联连接有第二电阻的两个电阻成分进行分割时的分割点与误差放大器的输出端子之间，对第二电阻的分割进行设定，使得通过第二电阻形成开关调节器部的反馈环路时的误差放大器的输出电压值与接通拟反馈环路形成用开关而通过第二电阻的分割成分形成拟反馈环路时的误差放大器的输出电压值一致。
4.根据权利要求l所述的电源电路，其特征在于，开关调节器部包括软起动单元，其被设置在产生第一基准电压的第一基准电 压源与误差放大器的一个端子之间，以预先决定的上升特性将 第一基准电压提供给误差放大器的一个端子；以及 旁路开关，其能够对软起动单元加设旁路， 其中，过渡处理单元在进行过渡处理时，接通旁路开关， 将第 一基准电压直接提供给误差放大器的 一 个端子。
全文摘要
一种电源电路，抑制将输出从串联调节器切换到开关调节器时的噪声。在将电源电路(10)的整体输出端子(18)的输出从串联调节器部(14)切换到开关调节器部(12)时断开第五开关(55)来暂时断开开关调节器部(12)的反馈环路，仍将第六开关(56)设为接通来向整体输出端子(18)输出串联调节器部(14)的输出，在误差放大器(24)的输出端子与误差放大器(24)的另一端子之间形成拟反馈环路，使与串联调节器部(14)的输出对应的电压输出到误差放大器(24)的输出端子，由此对开关调节器部(12)的相位补偿用电容器(26)进行充电。
文档编号H02M3/156GK101662211SQ20091016934
公开日2010年3月3日 申请日期2009年8月25日 优先权日2008年8月25日
发明者山本竜司 申请人:三洋电机株式会社;三洋半导体株式会社