专利名称：开关电源电路的制作方法
技术领域：
本发明涉及包括用于提高功率因数的电路的开关电源电路。
背景技术：
本发明申请受让人提出了各种在其初级端设置谐振式变流器(converter)的电源电路。
图9示出包括用于提高功率因数的配置在内的开关电源电路的例子，它是本发明申请受让人建议的各种开关电源电路其中的一种。该开关电源电路适于负载功率Po＝200W或更高，而交流输入电压VAC＝200V的情况，或者负载功率Po＝150W或更低，而交流输入电压VAC＝100V的情况。
参考图9，所示的电源电路包括共模扼流圈CMC和滤波电容器CL，它们以图9所示方式与商用交流电源AC相连以形成用于滤除叠加在商用交流电源AC上的各次谐波的滤波器。
将电源扼流圈(power choke coil)PCH串联插入商用交流电源AC一对导线中的一条导线中。利用电源扼流圈PCH，可以将功率因数PF提高到接近0.75。
对商用交流电源AC建立全波整流电路，该全波整流电路包括以图9所示方式相连的桥式整流电路Di和平滑电容器Ci。全波整流电路对商用交流电源AC进行整流和平滑以产生整流平滑电压Ei，该整流平滑电压Ei出现在平滑电容器Ci两端。整流平滑电压Ei的电压等于交流输入电压VAC，并将整流平滑电压Ei作为直流输入电压输入到下一级开关变流器的初级端。
在此例中，电流谐振式单独励磁变流器用作开关变流器，该开关变流器利用上述对其输入的直流输入电压实现开关过程。电流谐振式变流器包括两个开关元件Q1和Q2，如图9所示。
在此例中，开关元件Q1和Q2由MOS-FET构成，并以图9所示方式相连形成半桥式连接开关电路。
箝位二极管DD1和DD2以图9所示的方向分别与开关元件Q1和Q2并联。
用于部分电压谐振的部分谐振电容器Cp在开关元件Q1与Q2之间与开关元件Q2相连。
设置隔离变流变压器PIT以将初级端开关变流器的开关输出送到次级端。
例如，隔离变流变压器(isolation converter transformer)PIT包括图13所示的EE型铁心(core)。利用绕线管等，以这样的方式将初级线圈N1和次级线圈N2缠绕在隔离变流变压器PIT的EE型铁心的中心磁心上，使得可以确保互相之间的隔离条件。
EE型铁心的中心磁心之间形成例如约1.5mm至2.0mm的间隙，因此可以在初级线圈N1与次级线圈N2之间实现其耦合系数约为k＝0.8的松耦合状态。这样，在施加中等负载时，可以防止发生不正常振动。
隔离变流变压器PIT的初级线圈N1的一端与开关元件Q1的漏极相连，而其另一端通过一个串联谐振电容器C1与开关元件Q1和Q2的源极漏极节点相连。通过进行刚描述的连接，将开关元件Q1和Q2的开关输出送到初级线圈N1。
在上述连接方案中，初级线圈N1与串联谐振电容器C1串联，因此由初级线圈N1的漏感和串联谐振电容器C1形成初级端串联谐振电路。初级端串联谐振电路使开关元件Q1和Q2的开关过程实现电流谐振式开关过程。
由桥式整流电路DBR和平滑电容器C0构成的全波整流电路与隔离变流变压器PIT的次级线圈N2相连。利用全波整流电路，在平滑电容器C0的两端获得次级端直流输出电压E0。将次级端直流输出电压E0送到负载(未示出)。此外，分出次级端直流输出电压E0的支路，并且还还将它作为检测电压送到振荡驱动/控制电路2。
通常，可以由IC构成振荡驱动/控制电路2，并且设置该振荡驱动/控制电路2以根据单独激励系统驱动开关元件Q1和Q2从而实现开关过程。
振荡驱动/控制电路2将驱动信号(电压)输出到开关元件Q1和Q2的栅极，使得开关元件Q1和Q2以要求开关频率交替接通/断开。
运行振荡驱动/控制电路2响应对其输入的次级端直流输出电压E0的电平改变驱动信号的频率。因此，控制开关元件Q1和Q2响应次级端直流输出电压E0的电平改变开关频率。
在开关频率以此方式发生变化时，初级端直流谐振电路的谐振阻抗发生变化，而且在隔离变流变压器PIT内将从初级端送到次级端的能量也发生变化。因此，还可以对次级端直流输出电压E0的电平实现可变控制。换句话说，通过可变控制开关频率改变次级端直流输出电压E0以实现恒压控制。
图9所示的电源电路适于负载功率Po＝200W或更高，而交流输入电压VAC＝200V的条件，或者负载功率Po＝150W或更低，而交流输入电压VAC＝100V的条件。相反，为了满足负载功率Po＝200W或更高，而交流输入电压VAC＝100V的条件，作为对商用交流电源AC进行整流以获得整流平滑电压E1(直流输入电压)的整流电路系统，以图10所示方式对图9所示的电源电路进行调整，在图10中，与图9相同的标号表示类似的部件。
参考图10，作为用于整流商用交流电源AC的整流电路系统的所示的电源电路包括两个整流二极管D13和D14以及两个平滑电容器Ci1和Ci2。上述元件以图10所示方式相连，因此在串联的平滑电容器Ci1和Ci2两端获得的整流平滑电压Ei(直流输入电压)的电平等于交流输入电压VAC电平的两倍。换句话说，将整流电路系统作为倍压整流电路实现。
例如，众所周知，由于在负载功率Po＝200W或者更高，而交流输入电压VAC为100V的较低负载条件下，直流输入电压等于交流输入电压VAC的两倍，所以流过下一级开关元件的峰值电流升高，而功率损耗也同样升高。因此，如果利用图10所示的倍压整流电路可以获得电平等于交流输入电压VAC电平的两倍的直流输入电压，则可以抑制流过开关电路的峰值电流电平。
图11示出另一个包括用于提高电压谐振自激开关变流器的功率因数的功率因数提高电路的电源电路。
以这样的方式配置该电源电路，即对包括半桥式连接电流谐振式变流器与部分电压谐振电路(partial voltage resonance circuit)的组合的变流器电路设置用于提高功率因数的功率因数提高整流电路20，利用该部分电压谐振电路仅在断开半导体开关时才发生电压谐振。
在图11所示的电源电路中，交流输入电流IAC被功率因数提高整流电路20整流(如下所述)，并被两个串联的平滑电容器Ci1和Ci2平滑，使得倍压整流系统产生的整流平滑电压Ei等于全波整流系统获得的整流平滑电压的二倍。
该电源电路进一步包括自激电流谐振式变流器，该自激电流谐振式变流器作为工作电源使用出现在平滑电容器Ci1和Ci2两端的整流平滑电压Ei。
在电流谐振式变流器中，每个均是双极型晶体管的两个开关元件Q1和Q2被连接为如图11所示的半桥式，并将它们插在平滑电容器Ci1正极端与初级端地线之间。
将起动电阻器RS1和RS2分别插在开关元件Q1和Q2的集电极与基极之间。电阻器RB1和RB2连接到开关元件Q1和Q2的基极，并分别设置开关元件Q1和Q2的基极电流(驱动电流)。
将箝位二极管DD1和DD2分别插在开关元件Q1和Q2的基极与发射极之间。在开关元件Q1和Q2断开期间，箝位二极管DD1和DD2分别形成在基极与发射极之间流动的箝位电流的电流通路。
谐振电容器CB1和CB2与如下所述驱动变压器PRT的驱动线圈NB1和NB2配合形成自激振荡串联谐振电路(自激振荡驱动电路)，并确定开关元件Q1和Q2的开关频率。
驱动变压器PRT(功率调节变压器)驱动开关元件Q1和Q2，并可变控制开关频率以实现恒压控制。在图11所示的电路中，将驱动线圈NB1和NB2缠绕在驱动变压器PRT上，而与驱动线圈NB1和NB2的方向正交缠绕控制线圈NC以形成正交饱和电抗器。
驱动变压器PRT驱动线圈NB1的一端通过串联连接的电阻器RB1和谐振电容器CB1连接到开关元件Q1的基极。驱动线圈NB1的另一端形成与谐振电流检测线圈ND相连的抽头并与开关元件Q1的发射极相连。
驱动线圈NB2的一端接地，而驱动线圈NB2的另一端通过串联连接的电阻器RB2和谐振电容器CB2连接到开关元件Q2的基极。
以这样的方式缠绕驱动线圈NB1和驱动线圈NB2，即它们产生互相相反极性的电压。
隔离变流变压器PIT(电源隔离变压器)将开关元件Q1和Q2的开关输出送到次级端。
在隔离变流变压器PIT内，与图13所示类似，在EE型铁心的中心磁心内形成间隙，并且利用绕线管，互相之间以隔离关系缠绕初级线圈N1和次级线圈N2。
通过谐振电流检测线圈ND，隔离变流变压器PIT初级线圈N1的一端与开关元件Q1的发射极与开关元件Q2的集电极之间的节点相连，因此可以由此获得开关输出。
初级线圈N1的另一端通过串联谐振电容器C1连接到功率因数提高整流电路20内的高速恢复型二极管D1和D2之间的节点。
在此例中，串联谐振电容器C1和初级线圈N1串联，而用于使开关变流器实现电流谐振式开关过程的初级端电流谐振电路由串联谐振电容器C1的电容和包括初级线圈N1的隔离变流变压器PIT的漏感分量L1(串联谐振线圈)形成。
并联谐振电容器Cp并联在开关元件Q2的集电极与发射极之间。
通过连接并联谐振电容器Cp，仅在断开开关元件Q1和Q2时，利用并联谐振电容器Cp的电容和初级线圈N1的漏感分量L1实现电压谐振过程。简而言之，形成部分电压谐振电路。
在图11所示隔离变流变压器PIT的次级端，对次级线圈N2设置中心抽头，而整流二极管D01、D02、D03和D04与平滑电容器C01和C02以图11所示方式相连形成两个全波整流电路，包括一个由整流二极管D01和D02与平滑电容器C01构成的全波整流电路以及另一个由整流二极管D03和D04与平滑电容器C02构成的全波整流电路。包括整流二极管D01和D02以及平滑电容器C01的全波整流电路产生直流输出电压E01，而包括整流二极管D03和D04以及平滑电容器C02的全波整流电路产生另一个直流输出电压E02。
请注意，在此例中，直流输出电压E01和直流输出电压E02被分成支路，而且还被输入到控制电路1。控制电路1将直流输出电压E01用作检测电压，而将直流输出电压E02用作控制电路1的工作电源。
控制电路1将例如其电平根据次级端直流输出电压E01的电平发生变化的直流电流作为控制电流送到驱动变压器PRT的控制线圈NC以实现恒压控制。
具有上述配置的电源电路以如下方式实现开关过程。首先，在商用交流电源可用时，例如通过起动电阻器RS1和RS2，将起动电流分别送到开关元件Q1和Q2的基极。例如，如果开关元件Q1首先接通，则控制开关元件Q2使开关元件Q2断开。这样，作为开关元件Q1的输出，谐振电流沿谐振电流检测线圈ND初级线圈N1→串联谐振电容器C1流过，开关元件Q1和Q2被控制，使得在谐振电流的值接近0时，开关元件Q2接通，而开关元件Q1断开。然后，谐振电流以相反方向流过开关元件Q2。此后，重复交替接通开关元件Q1和Q2的自激开关过程。
在以此方式，将平滑电容器Ci1和Ci2的端电压作为工作电源来交替断开和接通开关元件Q1和Q2时，将其波形与谐振电流波形接近的驱动电流送到隔离变流变压器PIT的初级线圈N1，从而在次级线圈N2获得交流输出。
如上所述，控制电路1将例如其电平根据次级端直流输出电压E01的电平发生变化的直流电流作为控制电流送到驱动变压器PRT的控制线圈NC以实现恒压控制。
具体地说，将随直流输出电压E01的电平变化的控制电流送到控制线圈NC以改变驱动线圈NB1和NB2的电感值，从而改变自激振荡电路的条件以控制开关频率。因此，根据直流输出电压E01的电平改变开关元件Q1和Q2的开关频率，以对要送到初级端串联谐振电路初级线圈N1的驱动电流进行控制，从而对要送到次级端的能量进行控制，来对次级端直流输出电压实现恒压控制。
请注意，将根据上述方法的恒压控制方法简称为“开关频率控制方法”。
现在，说明功率因数提高整流电路20的配置。
功率因数提高整流电路20具有静电耦合式功率反馈型的功率因数提高电路配置。
功率因数提高整流电路20对交流输入电流IAC具有整流作用，而且还对交流输入电流IAC具有功率因数提高作用。
在功率因数提高整流电路20内，在交流线之间设置薄膜电容器作为抑制常模噪声的电容器CN。
此外，通过扼流圈(电感器L10)，设置两个高速恢复型二极管D1和D2。
将高速恢复型二极管D1和D2串联设置在平滑电容器Ci1的正端与初级端地线之间。
隔离变流变压器PIT的初级线圈N1通过串联谐振电容器C1连接在高速恢复型二极管D1与D2之间的节点上。
此外，还设置电容器C21和C22。电容器C22与高速恢复型二极管D1并联，而电容器C21与高速恢复型二极管D2并联。
在具有上述配置的功率因数提高整流电路20内，高速恢复型二极管D1和D2起整流电路的作用。
在交流输入电压VAC为正的期间内，整流电流沿交流电源AC→电感器L10→高速恢复型二极管D1→平滑电容器Ci1→...流过，从而对平滑电容器Ci1进行充电。
在交流输入电压VAC为负的另一个期间内，整流电流沿交流电源AC→电感器L10→平滑电容器Ci2→初级端地线→高速恢复型二极管D2→...流过，从而对平滑电容器Ci2进行充电。
平滑电容器Ci1和Ci2串联，并从平滑电容器Ci1的正端提取整流平滑电压Ei，从而实现倍压整流系统。
功率因数提高整流电流20具有如下所述的功率因数提高功能。
如上所述，将串联谐振电容器C1和初级线圈N1构成的电流谐振电路连接到两个高速恢复型二极管D1与D2之间的节点。此外，还将电感器L10以及电容器C21和C22连接到高速恢复型二极管D1与D2之间的节点。
在此例中，利用通过电感器L10以及电容器C21和C22对平滑电容器Ci1和Ci2再生初级端串联谐振电流的功率反馈，在交流输入电压VAC的绝对值高于其峰值的1/2时，高速恢复型二极管D1和D2执行开关过程。
因此，还是在整流输出电压电平低于平滑电容器Ci1(或Ci2)两端的电压期间，充电电流流入平滑电容器Ci1(或Ci2)。
结果，交流输入电流的平均波形接近交流输入电压的波形，而且交流输入电流的连续角增大，因此提高了功率因数。
作为图11所示电源电路的特性，图12示出了相对于所配置的电源电路满足负载功率Po＝200W，而交流输入电压VAC＝100V情况下的负载变化，交流到直流的功率变换效率(ηAC/DC)、功率因数PF以及整流平滑电压Ei的变化特性。
请注意，将电源扼流圈PCH(L11)插入交流电源线之一内，并且以这样的方式设置电源扼流圈PCH的电感L11的值，使得在负载功率Po为图12的实线所示的最大值时，功率因数PF的值为0.75。
此外，刚才描述的电源电路还存在如下问题。
由于电源扼流圈PCH具有铁耗和铜耗，并因此显示出功率损耗的增加和直流输入电压的下降，所以存在交流到直流功率变换效率ηAC/DC下降的问题。
如果负载功率Po＝200W、电源扼流圈PCH的电感L11为4.4mH以及功率因数PF＝0.76，则可以消除谐波失真调整值。然而，与如图12中的虚线所示，未连接电源扼流圈PCH的另一种情况相比，由于电源扼流圈PCH的功率损耗和整流平滑电压Ei降低到13.5 V，所以交流到直流功率变换效率ηAC/DC降低0.3％，而且交流输入功率增加0.6W。
此外，随着负载功率的提高，电源扼流圈的规模在增大，从而导致重量、尺寸以及成本均升高。
例如，电源扼流圈PCH的所需重量约为240g，体积为48cm3，印刷电路板上的安装面积为19.2cm2。
此外，还必须以这样的方式选择电源扼流圈PCH，即其漏磁通不会对任何其它元件产生不好的影响，或者说需要一种避免此漏磁通影响的对抗措施。
因此，限制了电源扼流圈在电路板上的位置。
发明内容
本发明的一个目的是提供一种提高功率因数和功率变换效率并降低其尺寸和重量的开关电源电路。
为了实现上述目的，根据本发明的一个方面，提供了一种开关电源电路，该开关电源电路包括整流平滑装置，包括串联连接的整流器和平滑电容器，用于对通过交流电源的两条线路提供的交流电压进行整流和平滑；隔离变流变压器，包括铁心以及缠绕在铁心上的初级线圈、次级线圈和第三线圈，用于将初级线圈获得的位于初级端的输出送到缠绕了次级线圈的次级端，第三线圈被设置在初级端；开关装置，包括两个以半桥式连接的开关元件，用于将平滑装置的输出电压间歇性地输出到隔离变流变压器的初级线圈；开关驱动装置，用于驱动开关元件以实现开关过程；
电流谐振电路，由隔离变流变压器的初级线圈的漏感分量和与初级线圈串联的串联谐振电容器的电容形成，用于使开关装置实现电流谐振式开关过程；部分电压谐振电路，由与开关元件之一并联的并联谐振电容器的电容和隔离变流变压器的初级线圈的漏感分量形成，用于在每个开关元件的断开期间内实现电压谐振过程；以及直流输出电压生成装置，用于接收并整流隔离变流变压器的次级线圈获得的交流电压以产生次级端直流输出电压，其中第三线圈连接在交流电源的两条线路之一与所述平滑电容器之间。
根据本发明的另一个方面，提供了一种开关电源电路，该开关电源电路包括整流平滑电路，包括电压整流器，用于整流交流电流；以及平滑电容器，用于平滑电压整流器输出的整流电流；隔离变流变压器，包括铁心以及缠绕在铁心上的初级线圈、次级线圈和第三线圈，用于将初级线圈获得的位于初级端的输出送到缠绕了次级线圈的次级端；开关装置，包括两个以半桥式连接的开关元件，用于将整流平滑电路的输出电压间歇性地输出到隔离变流变压器的初级线圈；开关驱动装置，用于驱动开关元件以实现开关过程；初级端串联谐振电路，由隔离变流变压器初级线圈的漏感分量和与初级线圈串联的初级端串联谐振电容器的电容形成，用于使各开关装置实现谐振式开关过程；部分电压谐振电路，由与开关元件之一并联的初级端并联谐振电容器的电容和隔离变流变压器的初级线圈的漏感分量形成，用于在每个开关元件的断开期间内实现电压谐振过程；功率因数提高电路，包括第一高速恢复型二极管元件，连接在电压整流器与平滑电容器之间；第三线圈的串联连接电路；以及第二高速恢复型二极管元件，与第一高速恢复型二极管元件并联；以及直流输出电压生成装置，用于接收并整流隔离变流变压器次级线圈获得的交流电压以产生次级端直流输出电压。
利用该开关电源电路，如果负载功率为150W或者更高而且该电路采用输入倍压整流系统，则通过将串联谐振电容器或电感器串联到缠绕在隔离变压器次级端上的第三线圈，从而将电压反馈到包括高速恢复型二极管的整流电路，可以提高包括开关频率控制系统电流谐振式变流器与部分电压谐振电路的组合的电路的功率因数。因此，可以提高功率因数、功率变换效率并降低尺寸和重量。
通过结合附图参考以下说明和所附权利要求，本发明的上述以及其它目的、特征和优势将变得更加明显。在附图中，利用类似的标号表示类似的部分或元件。
图1是示出根据本发明第一实施例的开关电源电路配置的电路图；图2是说明第一实施例开关电源电路的工作过程的波形图；图3是示出第一实施例开关电源电路的交流到直流变换效率、功率因数以及直流输入电压的各特性的曲线图；图4是示出根据本发明第二实施例的开关电源电路配置的电路图；图5是说明第二实施例开关电源电路的工作过程的波形图；图6是示出第二实施例开关电源电路的交流到直流变换效率、功率因数以及直流输入电压的各特性的曲线图；图7是示出根据本发明第三实施例的开关电源电路配置的电路图；图8示出第三实施例开关电源电路的交流到直流变换效率、功率因数以及直流输入电压的各特性的曲线图；图9是示出相关技术电源电路配置的电路图；图10是示出另一个相关技术电源电路配置的电路图；
图11是示出又一个相关技术电源电路配置的电路图；图12是示出图11所示现有技术电源电路的交流到直流变换效率、功率因数以及直流输入电压的各特性的曲线图；以及图13是示出可以用于图9至图11所示现有技术电源电路的EE型铁心结构的示意图。
具体实施例方式
第一实施例参考图1，图1示出根据本发明第一实施例开关电源电路的配置。
通常，以这样的方式配置图1所示的电源电路，即对变流器电路设置用于提高功率因数的功率因数提高整流电路10，该变流器电路包括半桥式连接电流谐振式变流器与部分电压谐振电路的组合，该部分电压谐振电路仅在断开半导体开关时显示电压谐振。
在图1所示的电源电路中，交流输入电流IAC被功率因数提高整流电路10整流，并被串联的平滑电容器Ci1和Ci2平滑，以使倍压整流系统获得的整流平滑电压Ei等于全波整流系统获得的电压的两倍。
以下说明功率因数提高整流电路10。
电源电路包括自激电流谐振式变流器，该自激电流谐振式变流器将平滑电容器Ci1和Ci2两端的整流平滑电压Ei作为工作电源。
在电流谐振式变流器中，将每个均是双极型晶体管的两个开关元件Q1和Q2连接为如图1所示的半桥式连接，并插在平滑电容器Ci1的正电极端与初级端地线之间。
起动电阻器RS1和RS2分别插在开关元件Q1和Q2的集电极与基极之间。此外，将电阻器RB1和RB2连接在开关元件Q1和Q2的基极，并设置开关器件Q1和Q2的基极电流(驱动电流)。
箝位二极管DD1和DD2分别插在开关元件Q1和Q2的基极与发射极之间。在开关元件Q1和Q2断开时，箝位二极管DD1和DD2分别形成在开关元件Q1和Q2的基极与发射极之间流动的箝位电流的电流通路。
谐振电容器CB1和CB2与驱动变压器PRT的驱动线圈NB1和NB2配合形成自激振荡串联谐振电路(自激振荡驱动电路)并确定开关元件Q1和Q2的开关频率。
设置驱动变压器PRT(功率调节变压器)以驱动开关元件Q1和Q2，并可变控制开关频率以实现恒压控制。在图1所示的配置中，驱动变压器PRT由在其上缠绕驱动线圈NB1和NB2并以驱动线圈NB1和NB2正交的方向缠绕控制线圈NC的正交饱和电抗器构成。
驱动变压器PRT驱动线圈NB1的一端通过串联的电阻器RB1和谐振电容器CB1与开关元件Q1的基极相连。驱动线圈NB1的另一端形成与谐振电流检测线圈ND相连的抽头并与开关元件Q1的发射极相连。
同时，驱动线圈NB2的一端接地，而驱动线圈NB2的另一端通过串联的电阻器RB2和谐振电容器CB2与开关元件Q2的基极相连。
以这样的方式缠绕驱动线圈NB1和驱动线圈NB2，使得它们所产生的电压极性互相相反。
隔离变流变压器PIT(电源隔离变压器)将开关元件Q1和Q2的开关输出送到次级端。
隔离变流变压器PIT包括具有中心磁心的EE型铁心，在中心磁心内存在间隙，并且与图13所示类似，利用绕线管，将初级线圈和次级线圈互相隔离开缠绕在EE型铁心的中心磁心上。
通过谐振电流检测线圈ND，将隔离变流变压器PIT初级线圈N1的线圈起始端连接到开关元件Q1的发射极与开关元件Q2的集电极之间的节点(开关输出点)，以由此获得开关输出。
通过串联谐振电容器C1，将初级线圈N1的线圈终止端连接到平滑电容器Ci1的正电极端。
在此例中，串联谐振电容器C1与初级线圈N1串联，并且串联谐振电容器C1的电容与包括初级线圈N1(串联谐振线圈)的隔离变流变压器PIT的漏感分量L1形成初级端电流谐振电路，从而使开关变流器实现电流谐振式开关过程。
并联谐振电容器Cp并联在开关元件Q2的集电极与发射极之间。
通过连接并联谐振电容器Cp，仅在断开开关元件Q1和Q2时，利用并联谐振电容器Cp的电容和初级线圈N1的漏感分量L1实现电压谐振过程。换句话说，形成部分电压谐振电路。
将第三线圈N3缠绕在隔离变流变压器PIT的初级端。第三线圈N3的线圈起始端与平滑电容器Ci1的正电极端相连，而第三线圈N3的线圈终止端通过串联谐振电容器C2与高速恢复型二极管D1和D2之间的节点相连。
在隔离变流变压器PIT的次级端，对次级线圈N2设置中心抽头，并且整流二极管D01、D02、D03和D04与平滑电容器C01和C02以图1所示的方式相连形成两个全波整流电路，包括一个由整流二极管D01和D02与平滑电容器C01构成的全波整流电路以及另一个由整流二极管D03和D04与平滑电容器C02构成的全波整流电路。包括整流二极管D01和D02以及平滑电容器C01的全波整流电路产生直流输出电压E01，而包括整流二极管D03和D04以及平滑电容器C02的全波整流电路产生另一个直流输出电压E02。
请注意，在此例中，直流输出电压E01和直流输出电压E02被分成支路，而且还被输入到控制电路1。控制电路1将直流输出电压E01用作检测电压，而将直流输出电压E02用作控制电路1本身的工作电源。
控制电路1将例如其电平根据次级端直流输出电压E01的电平发生变化的直流电流作为控制电流送到驱动变压器PRT的控制线圈NC以实现恒压控制。
具有上述配置的电源电路以如下方式实现开关过程。首先，在商用交流电源可用时，例如通过起动电阻器RS1和RS2，将起动电流分别送到开关元件Q1和Q2的基极。在此，如果假定开关元件Q1首先接通，则控制开关元件Q2使开关元件Q2断开。然后，作为开关元件Q1的输出，谐振电流沿谐振电流检测线圈ND→初级线圈N1→串联谐振电容器C1流过。在谐振电流的值接近0时，控制开关元件Q1和Q2，以便开关元件Q2接通，而开关元件Q1断开。然后，谐振电流以上述相反方向流过开关元件Q2。此后，重复交替接通开关元件Q1和Q2的自激开关过程。
由于利用平滑电容器Ci1和Ci2两端的端电压作为工作电源来重复交替接通/断开开关元件Q1和Q2，所以将其波形与谐振电流波形接近的驱动电流送到隔离变流变压器PIT的初级线圈N1，从而在次级线圈N2获得交流输出。
如上所述，控制电路1将例如其电平根据次级端直流输出电压E01的电平发生变化的直流电流作为控制电流送到驱动变压器PRT的控制线圈NC来实现恒压控制。
更具体地说，在随直流输出电压E01的电平变化的控制电流流过控制线圈NC时，驱动线圈NB1和NB2的电感值发生变化，从而相应地改变自激振荡电路的条件以控制开关频率。因此，开关元件Q1和Q2的开关频率根据直流输出电压E01的电平变化，并且对要送到初级端串联谐振电路初级线圈N1的驱动电流进行控制，从而对要送到次级端的能量进行控制。简而言之，通过控制开关频率来对次级端直流输出电压实现恒压控制。
现在，说明功率因数提高整流电路10的配置。
功率因数提高整流电路10对交流输入电流IAC具有整流作用，而且还对交流输入电流IAC具有功率因数提高作用。
在功率因数提高整流电路10内，对交流线其中之一电容器CN和电感器LN构成抑制常模噪声的滤波器。
扼流圈(电感器L10)与该滤波器串联用于抑制常模噪声。
此外，设置两个串联的高速恢复型二极管D1和D2。将高速恢复型二极管D1和D2串联设置在平滑电容器Ci1的正端与初级端地线之间。
串联谐振电容器C2与隔离变流变压器PIT的第三线圈N3串联，而且串联谐振电容器C2还连接在高速恢复型二极管D1与D2之间的节点上。此外，还将扼流圈(电感器L10)连接在高速恢复型二极管D1与D2之间的节点上。
第三线圈N3与串联谐振电容器C2的串联电路与高速恢复型二极管D1串联。
在功率因数提高整流电路10中，高速恢复型二极管D1和D2起整流电路的作用。
具体地说，在交流输入电压VAC为正的期间内，整流电流沿交流电源AC→常模噪声抑制滤波器(LN、CN)→电感器L10→高速恢复型二极管D1→平滑电容器Ci1→...流过，从而对平滑电容器Ci1进行充电。
相反，在交流输入电压VAC为负的另一个期间内，整流电流沿交流电源AC→平滑电容器Ci2→初级端地线→高速恢复型二极管D2→...流过，从而对平滑电容器Ci2进行充电。
平滑电容器Ci1和Ci2串联，并从平滑电容器Ci1的正端提取整流平滑电压Ei，从而实现倍压整流系统。
功率因数提高整流电流10具有如下所述的功率因数提高功能。
根据初级端电流谐振式变流器的开关过程，第三线圈N3感应感应电压，并且该感应电压是与第三线圈N3对初级线圈N1的匝数比(N3/N1)成正比升高的矩形波脉冲电压。
在第三线圈N3的电感与串联谐振电容器C2的静电电容形成串联谐振电路时，将该串联谐振电路的串联谐振频率设置得低于上述包括电流谐振电路和部分电压谐振电路的谐振变流器的开关频率。简而言之，以这样的方式选择第三线圈N3的匝数和串联谐振电容器C2的电容，使得串联谐振频率低于开关频率。
在第三线圈N3的感应电压为正期间内，串联谐振电流I2沿第三线圈N3→串联谐振电容器C2→高速恢复型二极管D2流过，并使高速恢复型二极管D1实现开关过程。
同时，电流I1沿电容器CN→电感器L10→高速恢复型二极管D1→平滑电容器Ci1流过。
相反，在第三线圈N3的感应电压为负的期间内，串联谐振电流I2沿第三线圈N3→平滑电容器Ci1→平滑电容器Ci2→高速恢复型二极管D2流过，并使高速恢复型二极管D2实现开关过程。
同时，在交流输入电压VAC为负的期间内，电流I1沿电容器CN→平滑电容器Ci2→高速恢复型二极管D2→电感器L10流过。
图2示出电流I1和电流I2的这种工作波形以及交流输入电压VAC和交流输入电流IAC。
由于在交流输入电压VAC的绝对值高于其峰值的1/2时，利用串联谐振电流I2使高速恢复型二极管D1和D2实现开关过程，所以即使在整流输出电压电平低于平滑电容器Ci1(或Ci2)两端的电压期间内，充电电流仍流入平滑电容器Ci1(或Ci2)。
结果，交流输入电流的平均波形接近交流输入电压的波形，而且交流输入电流的连续角增大，因此提高了功率因数。
图3示出交流到直流的功率变换效率(ηAC/DC)、功率因数PF以及整流平滑电压Ei的变化特性，并且特别示出在交流输入电压VAC＝100V，而负载功率Po在200W至25W之间变化时的这些变化特性。请注意，为了进行比较，在图3中，虚线曲线表示图1所示电路的特性，而实线曲线表示上述参考图11描述的现有技术的特性(电源扼流圈插入交流线内的电路特性)。
请注意，在实现图3所示的特性时，图1所示的电路具有下列常数隔离变流变压器PIT的初级线圈N1＝45T(匝)隔离变流变压器PIT的次级线圈N2＝45T隔离变流变压器PIT的第三线圈N3＝4T电感器L10＝29μH串联谐振电容器C1＝0.056μF串联谐振电容器C2＝0.27μF从图3中可以看出，在图1所示的电路中，在负载功率Po＝200W时，功率因数PF达到0.83。此外，相对于交流输入电压VAC的变化，所实现的功率因数的变化小。
如果负载功率Po＝200W，则相对于现有技术的倍压整流直流输入电压和交流到直流功率变换效率(ηAC/DC)，该倍压整流直流输入电压Ei升高24.2V，而该交流到直流功率变换效率(ηAC/DC)升高0.3％。在此例中，交流输入功率降低0.5W，因此节省了能量。
可以将直流输出电压E01的波纹电压值限制为大致等于图11所示包括电源扼流圈PCH的情况的波纹电压值(60mV)。
这样，在图1所示实施例的开关电源电路中，不仅显著提高了包括电流谐振式变流器与部分电压谐振电路的组合的的谐振变流器的功率因数，而且还省略了上述参考图11描述的、作为波纹电压的对抗措施所需的电源扼流圈PCH。此外，由于提高了直流输入电压Ei，所以可以提高交流到直流功率变换效率(ηAC/DC)。
此外，相对于交流输入功率或负载功率的变化，所实现的功率因数提高电路显示的功率因数变化小。
此外，在具有图1所示配置的功率因数提高整流电路10内，各部件的总重量接近22g，并且安装面积被减小到9cm2。简而言之，与电源扼流圈PCH相比，重量可以降低到1/11，而安装面积可以降低到1/2。因此，可以降低电路的成本、尺寸以及重量。
此外，如果利用闭磁路铁氧体铁心构成电感器L10，则还可以消除漏磁通的影响。
不仅如此，其优势还在于，隔离变流变压器PIT第三线圈N3的匝数可以较少，即4T。
第二实施例图4示出根据本发明第二实施例的开关电源电路。
参考图4，所示的电源电路也包括变流器电路，该变流器电路包括半桥式连接电流谐振式变流器与部分电压谐振电路的组合，利用该部分电压谐振电路仅在断开半导体开关时才发生电压谐振。该电源电路进一步包括功率因数提高整流电路11，用于提高变流器电路的功率因数。
请注意，除了功率因数提高整流电路11外，图4所示的电源电路的配置与上述参考图1描述的配置相同，所以为了避免烦琐，在此省略重复说明共同部件。
图4所示电源电路内的功率因数提高整流电路11也对交流输入电流IAC具有整流作用，并且也对交流输入电流IAC具有功率因数提高作用。
在功率因数提高整流电路11内，对于交流线其中之一的常模噪声抑制滤波器由电容器CN和电感器LN形成。
扼流圈(电感器L10)与常模噪声抑制滤波器串联。
此外，设置两个串联的高速恢复型二极管D1和D2。将串联连接的高速恢复型二极管D1和D2设置在平滑电容器Ci1的正端与初级端地线之间。
扼流圈(电感器L10)与隔离变流变压器PIT的第三线圈N3的线圈终止端相连，而第三线圈N3的线圈起始端连接在高速恢复型二极管D1与D2之间的节点上。
此外，低速恢复型二极管D3与D4串联，并将它们设置在平滑电容器Ci1的正端与初级端地线之间。低速恢复型二极管D3与D4之间的节点通过常模噪声抑制滤波器连接到交流线。
在具有上述配置的功率因数提高整流电路11内，高速恢复型二极管D1和D2起第一整流电路的作用，而低速恢复型二极管D3和D4起第二整流电路的作用。
具体地说，在交流输入电压VAC为正的期间内，第一整流电路输出的整流电流沿交流电源AC→常模噪声抑制滤波器(LN、CN)→电感器L10→第三线圈N3→高速恢复型二极管D1→平滑电容器Ci1→...流过，从而对平滑电容器Ci1进行充电。同时，第二整流电路输出的整流电流沿交流电源AC→常模噪声抑制滤波器(LN、CN)→低速恢复型二极管D3→平滑电容器Ci1→...流过，从而对平滑电容器Ci1进行充电。
相反，在交流输入电压VAC为负的另一个期间内，第一整流电路输出的整流电流沿交流电源AC→平滑电容器Ci2→初级端地线→高速恢复型二极管D2 →...流过，从而对平滑电容器Ci2进行充电。同时，第二整流电路输出的整流电流沿交流电源AC→平滑电容器Ci2→初级端地线→低速恢复型二极管D4→...流过，从而对平滑电容器Ci2进行充电。
简而言之，第一整流电路和第二整流电路独自从不同系统将整流电流送到平滑电容器Ci1和Ci2。
此外，由于平滑电容器Ci1和Ci2串联，并从平滑电容器Ci1的正端提取整流平滑电压Ei，所以可以实现倍压整流系统。
通过运行第一和第二整流电路以此方式对平滑电容器Ci1和Ci2单独提供充电电流。在图5中，示出流过低速恢复型二极管D3和D4的电流I3的波形。仅在交流输入电压VAC的正、负峰值附近时，电流I3流过。
因此，在交流输入电压VAC的正、负峰值附近时，防止了过充电电流流入高速恢复型二极管D1或D2。具体地说，在交流输入电压VAC的正、负峰值附近时，电流I3流过低速恢复型二极管D3和D4，而只有高频电流I4流过高速恢复型二极管D1和D2。因此，降低了高速恢复型二极管D1和D2的功率损耗，因此实现更高效率。
功率因数提高整流电流11具有如下所述的功率因数提高功能。
如上所述，以这样的方式配置功率因数提高整流电路11，即通过串联连接的电感器L10和第三线圈N3，将常模噪声抑制滤波器(LN、CN)连接到高速恢复型二极管D1与D2之间的节点。
根据初级端电流谐振式变流器的开关过程，第三线圈N3感应感应电压，并且该感应电压是与第三线圈N3对初级线圈N1的匝数比(N3/N1)成正比升高的矩形波脉冲电压。反馈此脉冲电压V2，并且在交流输入电压VAC的绝对值超过图5所示峰值的1/2时，电流I4流过高速恢复型二极管D1和D2。
在交流输入电压VAC为正期间内，电流I4沿电容器CN→电感器L10→第三线圈N3→高速恢复型二极管D1→平滑电容器Ci1流过，以使高速恢复型二极管D1实现开关过程。
在交流输入电压VAC为负的另一个期间内，电流I4沿电容器CN→平滑电容器Ci1→平滑电容器Ci2→高速恢复型二极管D2流过，以使高速恢复型二极管D2实现开关过程。
由于在交流输入电压VAC的绝对值超过峰值的1/2时，利用电流I4使高速恢复型二极管D1和D2实现开关过程，所以在整流输出电压电平低于平滑电容器Ci1(或Ci2)两端的电压的期间内，充电电流也流过平滑电容器Ci1(或平滑电容器Ci2)。
结果，交流输入电流的平均波形接近交流输入电压的波形，而且交流输入电流的连续角增大，因此提高了功率因数。
图6示出交流到直流的功率变换效率(ηAC/DC)、功率因数PF以及倍压整流直流输入电压Ei的变化特性，并且特别示出在交流输入电压VAC＝100V，而负载功率Po在200W至25W之间变化时的这些变化特性。请注意，为了进行比较，在图6中，虚线曲线表示图4所示电路的特性，而实线曲线表示上述参考图9描述的现有技术的特性。
请注意，在实现图6所示的特性时，图4所示的电路具有下列常数隔离变流变压器PIT的初级线圈N1＝45T(匝)隔离变流变压器PIT的次级线圈N2＝45T隔离变流变压器PIT的第三线圈N3＝13T电感器L10＝92μH电感器LN＝100μH串联谐振电容器C1＝0.056μF电容器CN＝1μF从图6中可以看出，在图4所示的电路中，在负载功率Po＝200W时，功率因数PF达到0.83。此外，相对于交流输入电压VAC的变化，所实现的功率因数特性的变化小。
相对于现有技术的倍压整流直流输入电压和交流到直流功率变换效率(ηAC/DC)，该倍压整流直流输入电压Ei升高22.4V，而该交流到直流功率变换效率(ηAC/DC)升高0.5％。在此例中，交流输入功率降低1.2W，因此节省了能量。
可以将直流输出电压E01的波纹电压值限制为大致等于图11所示包括电源扼流圈PCH的情况的波纹电压值(60mV)。
这样，在图4所示实施例的开关电源电路中，不仅显著提高了包括电流谐振式变流器与部分电压谐振电路的组合的的谐振变流器的功率因数，而且还省略需要上述描述的电源扼流圈PCH。此外，由于提高了直流输入电压Ei，所以可以提高交流到直流功率变换效率(ηAC/DC)。
此外，相对于交流输入功率或负载功率的变化，所实现的功率因数提高电路显示的功率因数变化小。
此外，在具有图4所示配置的功率因数提高整流电路11内，各部件的总重量接近25g，并且安装面积可以减小到7cm2。简而言之，与电源扼流圈PCH相比，重量可以降低到1/10，而安装面积可以降低到1/2.7。因此，可以降低电路的成本、尺寸以及重量。
此外，如果利用闭磁路铁氧体铁心构成电感器L10，则还可以消除漏磁通的影响。
不仅如此，由于功率因数依赖于隔离变流变压器PIT第三线圈N3的匝数和电感器L10的电感，所以容易设计功率因数提高整流电路11。
第三实施例图7示出根据本发明第三实施例的开关电源电路配置的一个例子。在负载功率Po＝200W或者更高，而交流输入电压VAC＝200V的条件下，或者负载功率Po＝150W或更低，而交流输入电压VAC＝100V的条件下，配置图7所示的电源电路。
参考图7，在所示的电源电路中，将4个低速恢复型二极管构成的桥式整流电路Di连接到商用交流电源AC的线路上。将用于吸收噪声的滤波电容器CL并联到商用交流电源AC。
通过构成如下所述功率因数提高电路12的高速恢复型二极管D2，将桥式整流电路Di的正输出端连接到平滑电容器Ci的正端。因此，利用全波整流电路Di的全波整流过程产生的整流电流对平滑电容器Ci进行充电，而平滑电容器Ci两端的电压作为整流平滑电压Ei。整流平滑电压Ei的电平等于交流输入电压VAC的电平。换句话说，利用等压整流电路获得直流输入电压，并将该直流输入电压输入到下一级电流谐振式变流器。
将通过单独激励实现单独激励开关过程的半桥式连接电流谐振式变流器设置在图7所示电源电路的初级端。电流谐振式变流器包括开关元件Q1和Q2。
在此例中，开关元件Q1和Q2采用NPN双极结型晶体管(BJT)。开关元件Q1的集电极连接到平滑电容器Ci的正端，而开关元件Q1的发射极连接到开关元件Q2的集电极。开关元件Q2的发射极连接到初级端地线。这样，通过串联连接与平滑电容器Ci并联的开关元件Q1和Q2，以这样的方式实现半桥式连接。
箝位二极管DD1并联在开关元件Q1的基极与发射极之间。更具体地说，箝位二极管DD1的阳极连接到开关元件Q1的发射极，而箝位二极管DD1的阴极连接到开关元件Q1的基极。另一个箝位二极管DD2以同样方式并联在开关元件Q2的基极与发射极之间。
此外，部分谐振电容器Cp连接在与初级端地线相连的开关元件Q2的集电极与发射极之间。部分谐振电容器Cp连接到例如如下所述隔离变流变压器PIT初级线圈N1，以便由部分谐振电容器Cp的电容与隔离变流变压器PIT初级线圈N1的漏感L1形成并联谐振电路。该并联谐振电路实现仅在断开开关元件Q2时才表现电压谐振的部分电压谐振过程。
将振荡驱动/控制电路2输出的驱动信号送到开关元件Q1和Q2的基极。根据振荡驱动/控制电路2送到开关元件Q1和Q2的驱动信号，开关元件Q1和Q2以要求开关频率实现交替接通/断开开关过程。
将隔离变流变压器PIT初级线圈N1的一端连接到开关元件Q1的发射极与开关元件Q2的集电极之间的节点。通过串联谐振电容器C1，将初级线圈N1的另一端连接到开关元件Q1的集电极。
根据刚才描述的连接方案，首先由初级线圈N1与串联谐振电容器C1形成串联连接电路。这样，就由初级线圈N1的漏感L1与串联谐振电容器C1的电容形成初级端串联谐振电路。将初级端串联谐振电路(N1-C1)连接到开关元件Q1与Q2的开关输出点(集电极)之间。
因此，将开关元件Q1和Q2的开关输出送到初级端串联谐振电路(N1-C1)，而利用初级端串联谐振电路(N1-C1)的谐振过程使开关元件Q1和Q2开关过程实现电流谐振式开关过程。
设置隔离变流变压器PIT以将在初级线圈N1获得的开关输出送到次级端。
在本实施例中，例如，隔离变流变压器PIT包括初级线圈N1和次级线圈N2互相以隔离关系缠绕在其上、具有中心磁心的EE型铁心。
此外，在本实施例中，不在EE型铁心的磁心内形成间隙。因此，初级线圈N1与次级线圈N2之间的耦合系数k被设置为，例如，接近k＝0.9。然而，在参考图9、作为相关技术电路描述的隔离变流变压器PIT内，在EE型铁心的中心磁心内形成间隙，因此所获得的表示耦合度的耦合系数k约为k＝0.8，但是在本实施例中，可以获得更高的耦合度。
此外，在本实施例中，次级端部分谐振电容器C2与隔离变流变压器PIT的次级线圈N2并联。通过设置次级端部分谐振电容器C2，例如，在构成次级端整流电路的整流二极管实现开关过程时，可以在次级端实现部分电压谐振过程。
对次级线圈N2设置由桥式整流电路DBR和平滑电容器C0构成的全波整流电路，如图7所示。全波整流电路对在次级线圈N2内感应的交流电压进行整流和平滑，以便平滑电容器C0两端的电压作为次级端直流输出电压E0。
将次级端直流输出电压E0作为直流电源送到负载(未示出)。次级端直流输出电压E0分成支路，而且还输入到振荡驱动/控制电路2。
振荡驱动/控制电路2检测输入到其的次级端直流输出电压E0的电平。此外，根据检测的此电平，振荡驱动/控制电路2输出驱动信号以改变开关元件Q1和Q2的开关频率。
在开关频率以这种方式变化时，初级端串联谐振电路的谐振阻抗发生变化，而且待从隔离变流变压器PIT内的初级端输送到次级端的能量也发生变化。因此，还可变控制次级端直流输出电压E0的电平。简而言之，通过可变控制开关频率，来改变次级端直流输出电压E0从而实现恒压控制。
现在，说明设置在图7所示电源电路内的功率因数提高电路12。
功率因数提高电路12包括高速恢复型二极管D1、电感器L20、滤波电容器CN阴极另一个高速恢复型二极管D2。
电感器L20和高速恢复型二极管D1串联到隔离变流变压器PIT的第三线圈N3。更具体地说，高速恢复型二极管D1的阳极连接到电感器L20的一端，而高速恢复型二极管D1的阴极连接到第三线圈N3的一端。电感器L20的另一端连接到桥式整流电路Di的正输出端。第三线圈N3的另一端连接到平滑电容器Ci的正端。
简而言之，以这样的方式构造本实施例的功率因数提高电路12，即将电感器L20、高速恢复型二极管D1以及第三线圈N3形成的串联连接电路插入桥式整流电路Di的正输出端与平滑电容器Ci的正端之间的整流电流通路。
此外，在功率因数提高电路12内，将另一个高速恢复型二极管D2并联到电感器L20、高速恢复型二极管D1以及第三线圈N3形成的串联连接电路。更具体地说，高速恢复型二极管D2的阳极连接到电感器L20一侧，而将高速恢复型二极管D2的阴极连接到第三线圈N3一侧。此外，将用于抑制常模噪声的滤波电容器CN并联到电感器L20、高速恢复型二极管D1以及第三线圈N3形成的串联连接电路。
以下说明具有上述配置的功率因数提高电路12的运行过程。
如果假定将交流输入电压VAC输入到电源电路，则在桥式整流电路Di的正输出端获得整流输出电压V1。作为桥式整流电路Di的整流输出获得的整流电流被分支为3个通路，并沿这三个通路流动，这三个通路包括整流电流作为电流I1通过高速恢复型二极管D1流入平滑电容器Ci的通路，整流电流作为电流I2通过电感器L20、高速恢复型二极管D1和第三线圈N3流入平滑电容器Ci的另一个通路，以及整流电流通过滤波电容器CN流入平滑电容器Ci的又一个通路。
在此例中，由于将送到初级线圈N1的开关输出送到第三线圈N3并激励第三线圈N3，所以在第三线圈N3内根据开关周期产生交流电压V2。然后，在高速恢复型二极管D1的阳极电位V3高于交流电压V2期间，高速恢复型二极管D1导通使如下所述的电流I2流过。
此时，在第三线圈N3获得的电压是交流电压V2，并且其周期依赖于开关频率。因此，在高速恢复型二极管D1导通使电流I2流过期间，高速恢复型二极管D1实现这样的开关过程，即它以此开关周期接通和断开。因此，电流I2周期性地通过高速恢复型二极管D1流入平滑电容器Ci。
这样，在本实施例中，作为整流二极管的高速恢复型二极管D1根据第三线圈N3反馈的开关输出电压接通和断开，从而使整流电流间歇流过高速恢复型二极管D1。
因此，还是在交流输入电压VAC的绝对值低于整流平滑电压期间，充电电流流入平滑电容器Ci。
结果，交流输入电流IAC的平均波形接近交流输入电压的波形(正弦波)，而且交流输入电流的连续角增大，从而提高了功率因数。
图8示出具有参考图7所描述配置的电源电路的特性，并且特别示出在交流输入电压VAC固定在100V，而负载功率Po在0W至125W之间变化时，交流到直流的功率变换效率(ηAC/DC)、功率因数PF以及整流平滑电压Ei的变化特性。
作为参考，以下给出在实现图8所示的特性时，图7所示电路的几个常数初级线圈N1＝23T(匝)
次级线圈N2＝45T第三线圈N3＝6T隔离变流变压器间隙长度Gap＝0初级端串联谐振电容器C1＝0.18μF初级端部分谐振电容器Cp＝680pF次级端部分谐振电容器C2＝2,200pF电感器L20＝20μH从图8中可以看出，利用图7所示的电路，整流平滑电压Ei高，而且与负载功率Po和交流输入电压VAC的变化无关。这是因为未将电源扼流圈PCH插入商用交流电源AC线路内的原因。
此外，还可以看出，由于未设置电源扼流圈PCH，所以图7所示的电路可以提高交流到直流的功率变换效率(ηAC/DC)，而与负载功率Po和交流输入电压VAC的变化无关。
此外，至于功率因数PF，与在负载功率Po＝125W条件下的结果大致相同。
这样，显然，利用第三实施例的电源电路，可以提高功率变换效率，而且可以以此方式获得满足电源谐波调节要求的功率因数。
更具体地说，例如，如果以这样的方式配置电源电路，即在隔离变流变压器PIT内不成型间隙，并且将它构造为在次级端还包括部分谐振电路的复合谐振式变流器，则交流到直流功率变换效率提高1.4％。此外，由于采用电压反馈系统的功率因数提高电路12用于提高功率因数，所以交流到直流功率变换效率提高1.7％。因此，总共提高3.1％。具体地说，尽管图9所示电路的交流到直流功率变换效率(ηAC/DC)为ηAC/DC＝89.2％，但是利用第三实施例的电源电路，通过改变复合谐振变流器的配置，交流到直流功率变换效率(ηAC/DC)提高到ηAC/DC＝91.2％，而且利用电压反馈系统的功率因数提高电路12的组合，还可以将交流到直流功率变换效率(ηAC/DC)进一步提高到ηAC/DC＝92.3％。
通过检验，证明交流输入功率降低4.6W。
在第三实施例中，由于省略了电压扼流圈PCH，所以也消除了用于防止该电压扼流圈PCH的漏磁通的磁屏蔽短路环。
同样，由于在隔离变流变压器PIT内未成型间隙而将初级线圈N1与次级线圈N2之间的耦合系数k提高到接近k＝0.9，所以隔离变流变压器PIT的漏磁通也会降低。因此，也无需对隔离变流变压器PIT设置短路环。
因此，与在此描述的相关技术电源电路相比，降低了成本。此外，还有助于降低电路系统的尺寸和重量。
更具体地说，在图9所示的电路中，实际采用的电压扼流圈PCH的重量接近135g，而且该电路在印刷电路板上的安装面积为10.8cm2。相反，在图7所示的电路中，构成功率因数提高电路12的各部分的总重量接近15g，而安装面积为6.0cm2。简而言之，图7所示电路的重量为图9所示电路的1/10，而图7所示电路安装面积为图9所示电路安装面积的1/1.8。因此，显然，图7所示电路可以显著降低电路尺寸和重量。
尽管以上对几个实施例进行了说明，但是本发明允许进行各种调整。
具体地说，尽管在上述实施例中，作为例子，对包括双极型晶体管的半桥式连接方案中的电流谐振式变流器进行了描述，但是本发明还可以应用于电流谐振式变流器，其中在半桥式连接方案中连接了例如图9所示MOS-TET或IGBT。
此外，两个开关元件的驱动电路不必是自激振荡驱动电路，而可以是单独驱动振荡驱动电路。
不仅如此，隔离变流变压器PIT次级端整流平滑电压的配置也不局限于图1、4或7所示的配置，而可以是任何一种配置，只要能够获得要求的直流输出电压即可。
尽管利用特定术语对本发明优选实施例进行了描述，但是此描述仅具有说明性意义，应当理解在不脱离如下权利要求所述的实质范围内，可以对其进行各种改变和变化。
权利要求
1.一种开关电源电路，该开关电源电路包括整流平滑装置，包括串联连接的整流器和平滑电容器，用于对通过交流电源的两条线路提供的交流电压进行整流和平滑；隔离变流变压器，包括铁心以及缠绕在所述铁心上的初级线圈、次级线圈和第三线圈，用于将所述初级线圈获得的位于初级端的输出送到缠绕了所述次级线圈的次级端，所述第三线圈被设置在所述初级端；开关装置，包括两个以半桥式连接的开关元件，用于将所述平滑装置的电压输出间歇性地输出到所述隔离变流变压器的所述初级线圈；开关驱动装置，用于驱动所述开关元件以实现开关过程；电流谐振电路，由所述隔离变流变压器的所述初级线圈的漏感分量和与所述初级线圈串联的串联谐振电容器的电容形成，用于使所述开关装置实现电流谐振式开关过程；部分电压谐振电路，由与所述开关元件之一并联的并联谐振电容器的电容和所述隔离变流变压器的所述初级线圈的漏感分量形成，用于在每个所述开关元件的断开期间内实现电压谐振过程；以及直流输出电压生成装置，用于接收并整流所述隔离变流变压器的所述次级线圈获得的交流电压以产生次级端直流输出电压，其中所述第三线圈连接在交流电源的所述两条线路之一与所述平滑电容器之间。
2.根据权利要求1所述的开关电源电路，该开关电源电路进一步包括连接在交流电源的两条所述线路之间的常模噪声滤波器。
3.根据权利要求1所述的开关电源电路，该开关电源电路进一步包括恒压控制装置，该恒压控制装置根据次级端直流输出电压的电平，控制所述开关装置以改变所述开关装置的开关频率，从而对次级端直流输出电压实现恒压控制。
4.根据权利要求1所述的开关电源电路，其中在所述隔离变流变压器的所述铁心内形成预定间距的间隙。
5.根据权利要求1所述的开关电源电路，其中所述第三线圈通过高速恢复型二极管与所述平滑电容器相连。
6.一种开关电源电路，该开关电源电路包括整流平滑电路，包括电压整流器，用于整流交流电流；以及平滑电容器，用于平滑所述电压整流器输出的整流电流；隔离变流变压器，包括铁心以及缠绕在所述铁心上的初级线圈、次级线圈和第三线圈，用于将所述初级线圈获得的位于初级端的输出送到缠绕了所述次级线圈的次级端；开关装置，包括两个以半桥式连接的开关元件，用于将所述整流平滑电路的输出电压间歇性地输出到所述隔离变流变压器的所述初级线圈；开关驱动装置，用于驱动所述开关元件以实现开关过程；初级端串联谐振电路，由所述隔离变流变压器的所述初级线圈的漏感分量和与所述初级线圈串联的初级端串联谐振电容器的电容形成，用于使所述开关装置实现谐振式开关过程；部分电压谐振电路，由与所述开关元件之一并联的初级端并联谐振电容器的电容和所述隔离变流变压器的所述初级线圈的漏感分量形成，用于在每个所述开关元件的断开期间内实现电压谐振过程；功率因数提高电路，包括第一高速恢复型二极管元件，连接在所述电压整流器与所述平滑电容器之间；所述第三线圈的串联连接电路；以及第二高速恢复型二极管元件，与所述第一高速恢复型二极管元件并联；以及直流输出电压生成装置，用于接收并整流所述隔离变流变压器的所述次级线圈获得的交流电压以产生次级端直流输出电压。
7.根据权利要求6所述的开关电源电路，该开关电源电路进一步包括与所述隔离变流变压器的所述次级线圈并联的次级端部分电压谐振电容器。
8.根据权利要求6所述的开关电源电路，该开关电源电路进一步包括恒压控制装置，该恒压控制装置根据次级端直流输出电压的电平，控制所述开关装置以改变所述开关装置的开关频率，从而对次级端直流输出电压实现恒压控制。
9.根据权利要求6所述的开关电源电路，其中在所述隔离变流变压器的所述铁心内形成预定间距的间隙。
全文摘要
本发明涉及包括开关频率控制系统的电流谐振式变流器与部分电压谐振电路的组合的电路，并且为了在负载功率为150W或者更高而该电路采用输入倍压整流系统时，提高功率因数，以这样的方式配置该电路，即将串联谐振电容器或电感器串联连接到隔离变流变压器初级端的第三线圈，以使电压反馈到包括高速恢复型二极管的整流电路。
文档编号H02M3/338GK1426159SQ02155919
公开日2003年6月25日 申请日期2002年12月11日 优先权日2001年12月11日
发明者安村昌之 申请人:索尼株式会社