专利名称：开关电源电路的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种开关电源电路，其包括一种功率因数提高电路。
本发明的申请人已经提出在初级侧上包括谐振型变换器的各种电源电路。本发明的申请人还建议了其中为谐振型变换器提供了用于提高功率因数的功率因数提高电路的各种电源电路。
图10是表示根据已经本申请人申请专利的本发明所构成的开关电源电路的示例的电路图。电源电路其构成为自激电流谐振型开关变换器提供用于提高功率因数的功率因数提高电路。
如图10所示的电源电路包括一个用于全波整流商用交流电源AC的桥式整流电路Di。在该示例中，通过该桥式整流电路Di整流获得的整流输出经功率因数提高电路20为滤波电容器Ci充电，在滤波电容器Ci两端获得相应于和交流输入电压VAC相等的电平的整流滤波的电压Ei。
涌流限制电阻器Ri插入整流滤波电路(Di，Ci)的整流电流路径中，从而可抑制在例如电源开始供电时流入到滤波电容器的涌流。
在图10所示的功率因数提高电路20中，串接的滤波器扼流线圈LN-高速恢复(recovery)型二极管D1-扼流线圈LS插入在桥式整流电路Di的正极输出端与滤波电容器Ci的正极输出端之间。
滤波电容器CN插入在高速恢复型二极管D1的阳极侧与滤波电容器Ci的正极端之间以与滤波器扼流线圈LN一起形成简正模低通滤波器。
在功率因数提高电路20中，后面将描述的初级侧串联谐振电路的一端连接于高速恢复型二极管D1的阴极与扼流线圈LS之间，从而可反馈由直流谐振电路获得的开关输出。
注意下面说明功率因数提高电路20的功率因数提高操作。
电源电路包括自激电流谐振型变换器，其使用整流滤波的电压Ei作为工作电流，该电压Ei是滤波电容器Ci两端的电压。
电流谐振型开关变换器包括一对由双极晶体管形成的如图10所示那样半桥式连接的并且插入在滤波电容器Ci的正极侧连接点与地之间的开关元件Q1和Q2。
起动电阻器RS1和RS2分别插入在开关元件Q1和Q2的集电极与基极之间。一对连接于开关元件Q1和Q2的基极的电阻器RB1和RB2设定开关元件Q1和Q2的基极电流(驱动电流)。一对箝位二极管DD1和DD2分别插入在开关元件Q1和Q2的基极和发射极之间。箝位二极管DD1和DD2形成用于箝位电流电流路径，该箝位电流在开关元件Q1和Q2关断期间在开关元件Q1和Q2的基极和发射极之间流动。
一对谐振电容器CB1和CB2与驱动变压器PRT(功率调节变压器)的驱动绕组NB1和NB2一起形成用于自激振荡的串联谐振电路(自激振荡驱动电路)，并确定开关元件Q1和Q2的开关频率，该驱动绕组NB1和NB2随后进行说明。
驱动变压器PRT提供以驱动开关元件Q1和Q2并可变地控制开关频率以执行恒压控制。如图10所示的驱动变压器PRT形成为正交可饱和电抗器，在该电抗器上卷绕驱动绕组NB1和NB2以及一个谐振电流检测绕线ND，并且一个控制绕组NC卷绕在与这些绕组正交的方向上。
驱动变压器PRT的驱动绕组NB1的一端通过串接的电阻器RB1和谐振电容器CB1连接于开关元件Q1的基极，驱动绕组NB1的另一端连接于开关元件Q1的发射极。驱动绕组NB2的一端接地，驱动绕组NB2的另一端通过串接的电阻器RB2和谐振电容器CB2连接于开关元件Q2的基极。卷绕驱动绕组NB1和驱动绕组NB2使得它们可产生具有彼此相反的极性的电压。
隔离变换变压器(insulating converter trasformer)PIT(功率隔离变压器)把开关元件Q1和Q2的开关输出传送到次级侧。隔离变换变压器PIT的初级绕组N1的一端通过谐振电流检测绕线ND连接于开关元件Q1的发射极与开关元件Q2的集电极之间的连接点(开关输出点)，从而可获得开关输出。
初级绕组N1的另一端通过串联谐振电容器C1连接于功率因数提高电路20中的高速恢复型二极管D1的阴极与扼流线圈LS之间的连接点。
在这种例子中，串联谐振电容器C1和初级绕组N1串联连接。从而，从串联谐振电容器C1的电容与包括初级绕组N1(串联谐振绕组)的隔离变换变压器PIT的漏电感部分形成用于使开关变换器的操作为电流谐振型操作的初级侧串联谐振电路。
在如图10所示的隔离变换变压器PIT的次级侧，为次级绕组N2提供一个中间抽头，并且整流二极管D01,D02,D03和D04与滤波电容器C01和C02以图10所示的方式相连接。通过这一连接，提供包括一组[整流二极管D01和D02以及滤波电容器C01]和另一组[整流二极管D03和D04以及滤波电容器C02]的两组全波整流电路。由[整流二极管D01和D02以及滤波电容器C01]形成的全波整流电路产生一个直流输出电压E01，由[整流二极管D03和D04以及滤波电容器C02]形成的全波整流电路产生另一个直流输出电压E02。
注意在这个例子中，直流输出电压E01和直流输出电压E02分送并且还输入到控制电路1。控制电路1使用直流输出电压E01作为检测电压并使用直流输出电压E02作为供给控制电路1的工作电源。
控制电路1响应于次级侧上的直流输出电压E01的电平，提供其电平是可变的直流电流给驱动变压器PRT的控制绕组NC以作为控制电流，以按后面描述的方式以执行恒压控制。
在具有上述结构的电源电路的开关操作中，当例如首先使用商用交流电源时，起动电流通过起动电阻器RS1和RS2分别提供给开关元件Q1和Q2的基极。控制开关元件Q1和Q2，使得例如如果开关元件Q1首先导通，那么控制开关元件Q2使得它关断。然后作为开关元件Q1的一个输出，谐振电流流经谐振电流检测绕组ND-初级绕组N1-串联谐振电容器C1。控制开关元件Q1和Q2，使得靠近在谐振电流下降到0的时刻，开关元件Q2导通并且开关元件Q1关断。然后，谐振电流以与上述相反的方向流经开关元件Q2。此后，执行其中开关元件Q1和Q2交变地切换的自激开关操作。
当以这种方式使用滤波电容器Ci的端电压作为工作电源而使开关元件Q1和Q2交变地反复开关操作时，具有近似于谐振电流波形的波形的驱动电流提供给隔离变换变压器PIT的初级绕组N1，同时在次级绕组N2处获得交变的输出。
驱动变压器PRT的恒压控制以下面的方式以执行。
例如，如果次级侧直流输出电压E01响应于交流输入电压电平、负载变化等而向升高的方向改变，之后，响应于次级侧直流输出电压E01的升高，控制流经控制绕组NC的控制电流电平使之升高，这一点在后面说明。
在驱动变压器PRT由于驱动变压器PRT中产生的磁通影响而倾向接近饱和状态，并且这种作用降低驱动绕组NB1和NB2的电感时，改变自激振荡电路的状态，使得可以升高开关频率。
在电源电路中的开关频率设置在高于串联谐振电容器C1和初级绕组N1组成的串联谐振电路的谐振频率的频率区(上侧控制)时，如果开关频率如上述那样升高，那么开关频率与串联谐振电路的谐振频率分隔开。因此，串联谐振电路的谐振阻抗相对于开关输出提高。
由于谐振阻抗以这种方式提高并且这样就抑制了驱动电流向初级侧串联谐振电路的初级绕组N1的提供，次级侧输出电压抑制了，从而实现恒压控制。
注意上述这种方法的恒压控制系统在后面称为“开关频率控制系统”。
功率因数提高电路20执行的功率因数提高操作如下面这样。
在如图10所示的功率因数提高电路20的结构中，提供给串联谐振电路(N1，C1)的开关输出经一个感抗(磁耦合)反馈到整流电流路径，该感抗是扼流线圈LS自身具有的。
用上述这种方式反馈的开关输出，在整流电流路径上叠加开关周期的交变电压。由于开关周期的交变电压的叠加的分量，在高速恢复型二极管D1处实现按开关周期的中断整流电流的操作。但是，通过中断操作，滤波器扼流线圈LN和扼流线圈LS的视在(apparent)电感也增加了。因此，对滤波电容器Ci的充电电流也在一个周期内流动，在该周期内整流的输出电压电平低于滤波电容器Ci两端的电压。
结果，交流输入电流的平均波形接近交流输入电压的波形，以提高交流输入电流的持续角度，并且从而实现功率因数的提高。
图11是表示开关电源电路的另一个结构示例的一个电路图，其中该开关电源电路是建筑于本发明的申请人先前提出的发明的基础上的。此外本电源电路包括一个电流谐振型变换器，其中两个开关元件以半桥连接形式连接。但是，用于电源电路的驱动系统是它激系统。此外在这个例子中，电源电路包括一个用于实现功率因数提高的功率因数提高电路。
注意类似的参考符号应用于与图10中的那些相同的元件，并且其描述省略。
如图11所示的初级侧电流谐振型变换器包括两个开关元件Q11和Q12，其例如是MOS-FET。
开关元件Q11的漏极连接于整流滤波的电压Ei的线上，并且开关元件Q11的源极和开关元件Q12的漏极彼此连接，而开关元件Q12的源极连接于初级侧地，从而获得它激型半桥连接。
振荡驱动电路2驱动开关元件Q11和Q12，使其开关开／关操作可交替重复，以中断整流滤波的电压Ei，而获得一个开关输出。
在这个例子中，以图11所指示的这种方向连接的箝位二极管DD1和DD2提供在开关元件Q11和Q12的漏极和源极之间。
在这个例子中，隔离变换变压器PIT的初级绕组N1的一端连接于开关元件Q11和Q12的源极和漏极之间的连接点(开关输出点)，从而开关输出可提供给初级绕组N1。初级绕组N1的另一端通过串联谐振电容器C1连接于功率因数提高电路21的下面将说明的滤波器扼流线圈LN与高速恢复型二极管D1的阴极之间的连接点。
此外在这种例子中，用于使开关电源电路成为电流谐振型的串联谐振电路由串联谐振电容器C1的电容和包括初级绕组N1的隔离变换变压器PIT的漏电感部分形成。
在这种例子中的控制电路1输出例如相应于直流输出电压E01的变化的电平的控制信号到振荡驱动电路2。振荡驱动电路2基于从控制电路1提供到其上的控制信号而改变要从振荡驱动电路2提供到开关元件Q11和Q12的栅极以变化开关频率的开关驱动信号的频率。
此外在如图11所示的电源电路中，与如图10所示的电源电路类似，开关频率设置在高于串联谐振频率的频率区内。之后，例如如果直流输出电压E01升高，那么控制电路1控制振荡驱动电路2，使得开关频率可响应于直流输出电压E01的电平而升高。因此，以与相对于图10描述的方式所类似的方式以执行恒压控制。
提供一个起动电路3以在使用电源以起动振荡驱动电路2之后立刻检测在整流滤波线路处得到的电压或电流。起动电路3作为工作电源接收通过对附加地卷绕在隔离变换变压器PIT上的一个绕组输出整流进行而获得的低电平的直流电压。
在如图11所示的功率因数提高电路21中，串联连接的滤波器扼流线圈LN和高速恢复型二极管D1插入在桥式整流电路Di的正极输出端与滤波电容器Ci的正极输出端之间。这里，提供滤波电容器CN，其与由滤波器扼流线圈LN和高速恢复型二极管的串联电路并联。此外在这种由上述形成的连接中，滤波电容器CN与滤波器扼流线圈LN一起形成简正模低通滤波器。
提供一个谐振电容器C3，与高速恢复型二极管D1并联。虽这里省略了详细的说明，但例如，谐振电容器C3与例如滤波器扼流线圈LN等一起形成并联谐振电路，并且设置并联谐振电路的谐振频率，使得其基本上等于此后要说明的串联谐振电路的谐振频率。因此，提供一种在负载降低时抑制整流滤波的电压Ei升高的作用。
在功率因数提高电路21中，如上述那样，串联谐振电路(N1，C1)的一端部分连接于滤波器扼流线圈LN与高速恢复型二极管D1的阴极之间的连接点。
在如上所述的这种连接方案中，在初级绕组N1处获得的开关输出经串联谐振电容器C1的静电电容耦合反馈到整流电路路径。在这个例子中，反馈在初级绕组N1处获得的谐振电流，使得它流向滤波器扼流线圈LN与高速恢复型二极管D1的阴极之间的连接点，从而应用开关输出。
由于开关输出以上述这种方式反馈，在整流电流路径上叠加开关周期的交变电压，并且由于开关周期的交变电压的叠加，在高速恢复型二极管D1实现按开关周期的中断整流电流的操作。此外，通过中断操作，滤波器扼流线圈LN的视在电感增加了。
另外，由于开关周期的电流流经谐振电容器C3，在谐振电容器C3两端产生一个电压，并且整流滤波的电压Ei的电平为串联谐振电容器C1两端的电压所降低。因此，对滤波电容器Ci的充电电流也在一个整流的输出电压电平低于滤波电容器Ci两端的电压的周期内流动。
结果，交流输入电流的平均波形接近交流输入电压的波形，从而提高交流输入电流的持续角度，并且在这个例子中也实现功率因数的提高。
以这种方式图10和图11所示的电源电路可因提供一个功率因数提高电路(20，21)而实现功率因数提高。由于如图10和11所示的功率因数提高电路的每一个都由很小数目的部件构成，它们就具有一个的优点是可以高效地、低噪音、尺寸和重量降低的并且低成本地以实现功率因数提高。
这里，负载功率Po与功率因数PF相对于图10和11所示的电源电路之间的关系在图12中表示出以。这里应注意所表示的是在当交流输入电压VAC=100伏时的情况。
根据图12，可以看到得到一个功率因数PF响应于负载功率Po的降低而降低的特性。
图13表示的是交流输入电压VAC与功率因数PF之间的关系。这里应注意所表示的特性是在最大负载功率Pomax=120瓦并且最小负载功率Pomin=40瓦的条件下的。
如图13所示，可以看到功率因数PF与交流输入电压VAC的升高成比例地降低。
在最小负载功率Pomin=40瓦的条件下的功率因数PF低于在最大负载功率Pomax=120瓦的条件下的功率因数PF。简言之，这里也可获得联系图12在上面描述的功率因数PF随负载功率降低而降低的特性。
图13所示的特性在图14A到14D中以工作波形图以表示。
这里在交流输入电压VAC=100伏并且最大负载功率Pomax=120瓦的条件下的交流输入电压VAC和交流输入电流IAC在图14A和14B中表示，在交流输入电压VAC=100伏并且最小负载功率Pomin=40瓦的条件下的交流输入电压VAC和交流输入电流IAC在图14C和14D中表示。
这里，如果假设交流输入电压VAC的半周期是10毫秒，那么当负载功率是最大负载功率Pomax=120瓦时，交流输入电流IAC的持续周期τ实际上大约是5毫秒并且功率因数PF=0．85。另一方面，当负载功率是最小负载功率Pomin=40瓦时，交流输入电流IAC的持续性周期τ降低到大约是2．5毫秒并且功率因数下降到大约PF=0．65。在负载功率是最小负载功率Pomin=40瓦时获得的功率因数PF的值有时不满足实际应用中需要的负载因数的值。
由于交流输入电压的变化或负载功率的变化以这种方式引起功率因数的降低，反过以讲，对电源电路的交流输入电压或负载条件是受到限制的。简言之，电源电路存在的一个问题是能采用电源电路的装置受到限制。
尤其，尽管例如对其指定了交流输入电压和负载条件的彩色电视接收机可采用的电源电路不能为商业设备或信息设备所采用。
此外，已知用如图10和11所示的功率因数提高的结构，由于它们采用的结构形式是在初级侧上的串联谐振电路连接于商用交流电源的整流电流路径，商用交流电源周期(50赫／60赫)的脉动(ripple)叠加在串联谐振电路上。这种波动成分的叠加电平与负载功率增加成比例增加。
众所周知，例如，如果假设电源电路使用所选择的所需部件以构成而使得在预定的测量条件下可维持大约PF=0．8的功率因数的话，其中这种预定的测量条件是对于实际的应用所要提供的，那么与不提供功率因数提高电路的另一种情况相比，当负载功率是最大值时次级侧直流输出电压出现的脉动电压电平提高到大约3到4倍。
为抑制如上所述的脉动成分的这种提高，例如，如图10和11所示的电源电路实际上采用了应对措施，如提高控制电路1的增益或提高次级侧上的滤波电容器Ci的电容。但是，这样产生的问题是部件成本提高并且开关操作易受异常振荡的影响。
本发明的一个目的是提供一种开关电源，其对于负载或交流输入电压的变化能维持满足实际应用条件的功率因数。
为实现上述目的，根据本发明，提供一种开关电源电路，包括整流滤波装置，用于接收商用交流电源以产生整流滤波的电压并输出整流滤波的电压作为直流输入电压；一个的隔离变换变压器，用于把初级侧输出传送到次级侧，其中形成有气隙，从而可获得松耦合的耦合系数并用于把初级侧输出传送到次级侧；开关装置，用于利用开关元件中断直流输入电压并输出中断的直流电压到隔离变换变压器的初级绕组；一个初级侧谐振电路，由至少包括隔离变换变压器的初级绕组的漏电感部分和初级侧谐振电容器的电容形成，用于使开关装置的操作为电压谐振类型的操作；功率因数提高装置，插入在整流电流路径中，用于基于反馈到功率因数提高装置的开关装置的开关输出而中断整流电流，以提高功率因数；一个次级侧谐振电路，在次级侧上由隔离变换变压器的次级绕组的漏感抗部分和次级侧谐振电容器的电容形成；直流输出电压产生装置，其形成包括次级侧谐振电路，用于接收在隔离变换变压器的次级绕组处获得的交变的电压并对交变的电压整流以产生次级侧直流输出电压；以及恒压控制装置，用于响应于次级侧直流输出电压的电平以控制次级侧直流输出电压为恒定电压，初级侧谐振电容器，由串联连接的第一和第二电容器形成，开关装置的开关输出经第一和第二电容器之间一个的连接点反馈到功率因数提高装置。
在开关电源电路中，由串联连接的第一和第二电容器形成的初级侧谐振电容器分压的开关输出反馈到设在成为复合谐振型变换器的电源电路中的功率因数提高电路。
因此，开关电源电路有利之处在于对于交流输入电压或负载功率的变化能使功率因数在宽范围上维持恒定。因此，开关电源电路适合于作为功率因数提高电源电路，用于商业装置和信息装置，这些装置准备广泛使用于100伏类型和200伏类型的交流输入电压AC的情况下或具有大负载变化的情况下。
另外，由于开关电源电路呈现的脉动电压成分增加很小(或几乎不增加)，如，在直流输出电压中的50赫的脉动电压成分，不需要特殊的应对措施。因此，开关电源电路有利之处也在于不必要增加控制电路的增益、提高电解电容器等的电容。
开关电源电路有利之处还在于，由于直流输入电压在负载加重时升高，与功率因数提高之前相比效率提高，并且由于电压和电流的工作波形变成正弦波，产生的噪音具有低电平。
联系附图根据下面的说明和提出的权利要求使本发明的上述和其他目的、特征和优点变得更明显，其中在附图中相同的参考符号代表相同的部件或元件。
图1是表示根据本发明的第一实施例的开关电源电路的结构的电路图；图2是表示图1的开关电源电路采用的隔离变换变压器的结构的侧前截面视图；图3A和3B分别是表示在互感是+M和-M时如图2所示的隔离变换变压器的操作的电路图；图4A到4F是表示图1的开关电源电路的操作的波形图；图5A到5D是表示图1的开关电源电路的操作的波形图；图6是表示负载功率与图1的开关电源电路的功率因数之间的关系的特性曲线；图7是表示交流输入电压与图1的开关电源电路的功率因数之间的关系的特性曲线；图8是表示根据本发明的第二实施例的开关电源电路的结构的电路图；图9是表示根据本发明的第三实施例的开关电源电路的结构的电路图；图10是传统的开关电源电路的结构的电路图；图11是另一传统的开关电源电路的结构的电路图；图12是表示负载功率与图10和11的开关电源电路的功率因数之间的关系的特性曲线；图13是表示交流输入电压与图10和11的开关电源电路的功率因数之间的关系的特性曲线；
图14A到14D表示根据负载功率的响应于商用交流电源的输入的不同操作的波形图。
图1是表示根据本发明的一个实施例的开关电源电路的结构的电路图。应注意在图1中，与图10和或11中相似的元件以相似的参考符号表示并且省略了对它们的说明。
在如图1所示的开关电源电路的初级侧上，提供一个电压谐振型开关变换器(电压谐振型变换器)。并且，对于该电压谐振型变换器提供一个功率因数提高电路。
这样，在后面描述功率因数提高电路10的结构，并且首先说明电压谐振型变换器的结构。
这里电压谐振型变换器采用包括单一开关元件Q1的自激方案。在这个例子中，对于开关元件Q1采用高耐压双极晶体管(BJT；结型晶体管)。
开关元件Q1的基极经一个起动电阻器RS连接于滤波电容器Ci(整流的滤波的电压Ei)的正电极侧，从而开始时的基极电流可从整流滤波线路获得。另外，用于自激振荡驱动的谐振电路(自激振荡驱动电路)连接在开关元件Q1的基极与初级侧地之间并且由串联连接的电路形成，该串联连接的电路包括一个驱动绕组NB、一个谐振电容器CB和一个基极电流限制电阻器RB。
一个箝位二极管DD插入在开关元件Q1的基极与滤波电容器Ci的负极(初级侧地)之间并且形成用于箝位电流的路径，该箝位电流在开关元件Q1关断时流动。
开关元件Q1的集电极经串联连接的一个检测绕组ND和一个初级绕组N1连接于滤波电容器Ci的正极端。开关元件Q1的发射极接地到初级侧地。
串联连接的一对电容器Cr1和Cr2连接在开关元件Q1的集电极与发射极之间作为并联谐振电容器。并联谐振电容器Cr自身的电容(基于并联谐振电容器Cr(Cr1，Cr2))和后面要说明的隔离变换变压器PIT的初级绕组N1的漏电感L1形成电压谐振型变换器的一个初级侧并联谐振电路，。尽管这里省去了具体的说明，当开关元件Q1关断时，由于使谐振电容器Cr(Cr1，Cr2)两端的电压实际呈现出正弦波形的脉冲波的并联谐振电路的作用，实现电压谐振型的操作。
如图1所示的正交控制变压器PRT是可饱和电抗器，其包括检测绕组ND、驱动绕组NB和卷绕在其上的一个控制绕组NC。正交控制变压器PRT提供用以驱动开关元件Q1并执行恒压控制。
尽管未示出，正交控制变压器PRT具有这样一种结构，使得形成一个三维铁芯，从而各自具有4个磁路支臂的两个双通道形状的铁芯在其磁路支臂的端部彼此接合。检测绕组ND和驱动绕组NB以相同的卷绕方向卷绕在三维铁芯的磁路支臂的其中预定的两个磁路支臂上，并且控制绕组NC以正交于检测绕组ND和驱动绕组NB的方向的方向以卷绕。
在这个例子中，正交控制变压器PRT(频率变化装置)的检测绕组ND串联连接于后面要说明的隔离变换变压器PIT的初级绕组N1，从而开关元件Q1的开关输出经初级绕组N1传送到检测绕组ND。
在正交控制变压器PRT中，驱动绕组NB经变压器耦合由在检测绕组ND处获得的一个开关输出激励，从而作为驱动电压的一个交变的电压在驱动绕组NB中产生。驱动电压作为驱动电流经基极电流限制电路RB从形成自激振荡驱动电路的串联谐振电路(NB，CB)输出到开关元件Q1的基极。因此，开关元件Q1以一个开关频率执行开关操作，该开关频率由串联谐振电路(NB，CB)的谐振频率确定。
如图2所示，本实施例中的隔离变换变压器PIT包括一个EE形状的铁芯，该铁芯例如由一对E形状的铁芯CR1和CR2形成，该对铁芯由铁氧体材料构成并且组合使其磁极相互面对。初级绕组N1和次级绕组N2在彼此独立的条件下使用拼合的绕线架B卷绕在EE形状的铁芯的中央磁路支臂上。一个气隙G形成于EE形状的铁芯的中央磁路支臂之间，如图2所示。因此，可获得具有所需的耦合系数的松耦合。
可通过使E形状的铁芯CR1和CR2的中央磁路支臂形成得比其它的两个外部的磁路支臂短的而形成气隙G。在这个例子中的耦合系数k例如是k=0．85，该数值是松耦合的耦合系数。因此，同样地不易于达到饱和状态。
隔离变换变压器PIT的初级绕组N1的一端连接于开关元件Q1的集电极，并且初级绕组N1的另一端经串联连接的检测绕组ND连接于滤波电容器Ci的正极(整流滤波的电压Ei)。
在隔离变换变压器PIT的次级侧上，在次级绕组N2中出现由初级绕组N1感应的一个交变的电压。在这个例子中，当次级侧并联谐振电容器C2并联地连接于次级绕组N2时，由次级绕组N2的漏电感L2和次级侧并联谐振电容器C2的电容形成一个并联谐振电路。在次级绕组N2中感应的交变的电压并联谐振电路转换为一个谐振电压。简言之，在次级侧上实现电压谐振操作。
这样，在电源电路中，在初级侧上提供用于使开关操作为电压谐振型开关操作的一个并联谐振电路，并且用于实现电压谐振操作的一个并联谐振电路也提供在次级侧上。应注意在本说明书中，一种结构包括以这种方式用于初级侧和次级侧的谐振电路的开关变换器恰当地称为“复合谐振型开关变换器”。
在这个例子中，在以上述方式形成在次级侧上的并联谐振电路中，为次级绕组N2提供抽头，并且整流二极管D01，D02，D03和D04以及滤波电容器C01和C02以图中所示的方式连接以提供两组全波整流电路，这两组电路包括一组[整流二极管D01和D02以及滤波电容器C01]和另一组[整流二极管D03和D04以及滤波电容器C02]。由[整流二极管D01和D02以及滤波电容器C01]形成的全波整流电路产生一个直流输出电压E01，由[整流二极管D03和D04以及滤波电容C02]形成的全波整流电路产生另一个直流输出电压E02。
注意在这个例子中，直流输出电压E01和直流输出电压E02分开并且还输入到控制电路1。控制电路1使用直流输出电压E01作为检测电压并使用直流输出电压E02作为为其所用的工作电源。
控制电路1将例如响应于次级侧直流电压输出E01其电平是可变的直流电流，提供给驱动变压器PRT的控制绕组NC以作为控制电流，以按后面描述的方式以执行恒压控制。
在隔离变换变压器PIT中，初级绕组N1的电感L1与次级绕组N2的电感L2之间的互感M可具有值+M和另一值-M，这依赖于初级绕组N1与次级绕组N2的极性(绕组方向)之间的关系以及整流二极管D0(D01，D02，D03，D04)的连接。
例如，如果提到的各部分假设为如图3A所示那样连接的，那么互感M为+M(相加模式正向系统)，但是如果各部分假设为如图3B所示那样连接的，那么互感M为-M(相减模式逆向(flyback)系统)。
如果联系如图1所示的电源电路的次级侧的操作以对此进行检查，例如，在次级绕组N2处获得的交变的电压具有正极性时整流电流流经整流二极管D01(D03)的操作可视为+M操作模式(正向模式)。相反，在次级绕组N2处获得的交变的电压具有负极性时整流电流流经整流二极管D02(D04)的操作可视为-M操作模式(逆向模式)。换言之，在每次在次级绕组处获得的交变的电压变为正／负时电源电路以互感的+M／-M模式操作。
当响应于次级而直流输出电压电平(E01)的变化利用控制电路1变化要提供给控制绕组NC的控制电流(直流电流)的电平时，可变地控制卷绕在正交控制变压器PRT上的驱动绕组NB的电感LB。因此，在用于开关元件Q1的自激振荡驱动电路中的串联谐振电路的谐振状态是变化的，形成的该谐振电路包括驱动绕组NB的电感LB。这是一种改变开关元件Q1的开关频率的操作，并且这个操作用以稳定次级侧直流输出电压。
在如图1所示的电路中，开关频率变化，其中可变地控制开关元件Q1为导通的周期，而其中开关元件Q1为关断的周期保持固定。简言之，可认为电源装置作为恒压控制操作以操作，以可变地控制开关频率以执行对于开关输出的谐振阻抗控制，并且同时以开关周期以执行开关元件的持续角控制(PWM控制)。这个复合控制操作是用单一的控制电路系统以实现的。
这里，执行开关频率控制，使得例如在次级侧输出电压例如由于低负载的倾向而升高时，开关频率设置得更高以抑制次级侧输出。
随后，说明功率因数提高电路10的结构。
在如图1所示的功率因数提高电路10中，串接的滤波器扼流线圈LN-高速恢复型二极管D1-扼流线圈LS插入在桥式整流电路Di的正极输出端与滤波电容器Ci的正极输出端之间。
滤波电容器CN插入在高速恢复型二极管D1的阳极侧与滤波电容器Ci的正极端之间以与滤波器扼流线圈LN一起形成简正模低通滤波器。
在功率因数提高电路10中，串联连接以形成上述的并联谐振电容器的电容器Cr1和Cr2之间的连接点连接于高速恢复型二极管D1的阴极与扼流线圈LS之间的一个连接点，从而可反馈提供给初级侧并联谐振电路的开关输出(电压谐振脉冲电压)。
功率因数提高电路10的功率因数提高操作基本如下所述。
在图1所示的功率因数提高电路10的结构中，提供给初级侧并联谐振电路的开关输出经扼流线圈LS本身具有的一个感抗(磁耦合)反馈到整流电流路径。
用上述这种方式反馈的开关输出，在整流电流路径上叠加开关周期的交变电压。由于开关周期的交变电压的叠加的成分，在高速恢复型二极管D1处实现按开关周期的中断整流电流的操作。但是，通过中断操作，滤波器扼流线圈LN和扼流线圈LS的视在电感也增加了。因此，对滤波电容器Ci的充电电流也在一个整流的输出电压电平低于滤波电容器Ci两端的电压的周期内流动。
结果，交流输入电流的平均波形接近交流输入电压的波形，以提高交流输入电流的持续角，并且从而实现功率因数的提高。
在本示例中，形成初级侧的电压谐振变换器的初级侧并联谐振电路的并联谐振电容器Cr由如上所述的串联连接的电容器Cr1和Cr2形成，并且电容器Cr1和Cr2之间的连接点连接于功率因数提高电路10的高速恢复型二极管D1的阴极。因此，形成作为电压反馈系统的一个电路系统，其中作为谐振电容器Cr(Cr1和Cr2)两端的一个电压出现的电压谐振脉冲电压以电容器Cr1和Cr2之间的静电电容的比例分压，并反馈到高速恢复型二极管D1与扼流线圈LS之间的连接点。
电容器Cr1和Cr2的静电电容设置为Cr1＜Cr2，并且尤其电容器Cr2的静电电容的提高增加功率因数PF。
尤其，在交流输入电压VAC高的一个周期内，开关频率fs控制为一个高值，但是在交流输入电压VAC低的一个周期内，开关频率fs控制为一个低值。因此，在交流输入电压VAC的峰值附近，电压谐振脉冲电压不反馈到功率因数提高电路10，并且以自交流输入电源AC的交流输入电流IAC经桥式整流电路D1→滤波器扼流线圈LN→高速恢复型二极管D1→扼流线圈LS充电到滤波电容器Ci。然后，当交流输入电压VAC变低时，电压谐振脉冲电压的反馈到功率因数提高电路10的量增加。
为此，交流输入电压VAC、交流输入电流IAC、由电容器Cr1和Cr2分压的分压电压V2、流经扼流线圈LS的电流ILS、反馈电流I2以及流经高速恢复型二极管D1的电流ID1呈现出如图4A到4F所示的操作波形。
同时，在交流输入电压VAC如图4A所示变为0的一个时间点处一个开关周期中的由电容器Cr2分压的分压电压V2、流经扼流线圈LS的电流ILS、反馈电流I2以及流经高速恢复型二极管D1的电流ID1分别呈现出如图5A到5D所示的操作波形。
可以看到此时流经扼流线圈LS的电流ILS和作为一个电压反馈的反馈电流I2变为正弦波，这是由于电容器Cr2与扼流线圈LS的串联谐振引起的。
使用本实施例的开关电源电路，在滤波器扼流线圈LN=100微亨、滤波器电容器CN=1微法、扼流线圈LS=68微亨、电容器Cr1=4，700微微法以及电容器Cr2=0．022微法、相对于交流输入电压VAC=80伏到140伏的变化负载范围为从最大负载功率Pomax=140瓦到最小负载功率Pomin=0瓦并且开关频率fs的控制范围为fs=100千赫到200千赫的条件下进行实验。
结果，在交流输入电压VAC=100伏的状态中，相对于负载功率Po=140瓦到20瓦的负载变化，功率因数PF基本上等于0．8并且保持固定，如图6所示。
另外，在相对于交流输入电压VAC=80伏到140伏的范围内的变化，负载功率Po=140瓦到20瓦的条件下，获得基本上类似的功率因数，如图7所示。
此外次级侧直流输出电压电平E01的50赫脉动电压成分呈现出比不提供功率因数提高电路10的情况下大约提高两倍，并且这是处于这样一个范围内，在该范围内如果开关电源电路用作例如彩色电视等的电源电路，在实际应用中则不会出现问题。
以这种方式，本实施例的电源电路可维持高的功率因数，而与交流输入电压或负载的变化无关。因此，在实际应用中非常可能的是把本实施例的电源电路不仅组合到指定了交流输入电压和负载条件的电视接收机等中，此外还把其应用于例如负载状态发生改变的商业设备和诸如个人计算机的商业设备中。
接着，参考图8说明本发明的第二实施例。
图8是表示根据本发明的第二实施例的电源电路的结构的电路图。应注意在图8中与图1、10和11中的那些类似的元件以相同的参考符号表示，并且省略了对它们的说明。
另外，图8所示的隔离变换变压器PIT具有与图11中所示的那个类似的结构。
参考图8，在初级侧上提供的一个电压谐振变换器具有它激方式并且包括由例如一个MOS-法ET形成的一个开关元件Q21。开关元件Q21的漏极经初级绕组N1连接于滤波电容器Ci的正极，开关元件Q21的源极连接于初级侧地。
此外，在这个例子中，并联谐振电容器Cr由串联连接的电容器Cr1和Cr2形成。电容器Cr1的一端连接于开关元件Q21的漏极，并且电容器Cr1的另一端连接于功率因数提高电路10的高速恢复型二极管D1与扼流线圈LS之间的连接点。
另外，电容器Cr2并联连接于高速恢复型二极管D1。
箝位二极管DD连接在开关元件Q21的漏极与源极之间。
开关元件Q21由振荡驱动电路2驱动以进行开关，从而实现在上面参考图1所述的这种开关操作。
尤其，控制电路1提供响应于次级侧直流输出电压E01的变化而改变的电平的电流或电压给振荡驱动电路2。振荡驱动电路2输出一个其周期响应于以自控制电路1的输出电平而改变的开关驱动信号(电压)给开关元件Q21的栅极，从而可稳定次级侧直流输出电压E01。这样开关元件Q21的开关频率响应于开关驱动信号而改变。于是，输出产生的一个开关驱动信号，该信号使得如上所述那样开关元件Q21导通的周期改变，而开关元件Q21关断的周期固定。
在这个例子中，在滤波滤波器Ci处获得的整流滤波的电压Ei作为工作电源提供给一个起动电路3，并且起动电路3执行一个操作，以利用一个在起动时就在附加地卷绕在隔离变换变压器PIT上的绕组N4处获得的电压起动振荡驱动电路3。
如图8所示的功率因数提高电路10类似于上面参考图1说明的功率因数提高电路10，除了上述的电容器Cr2并联连接于高速恢复型二极管D1之外。
此外以上述这种结构，与图1中的实施例类似，形成初级侧上的电压谐振变换器的初级侧并联谐振电路的并联谐振电容器Cr由串联连接的电容器Cr1和Cr2形成，并且电容器Cr1和Cr2之间的连接点连接于功率因数提高电路10的高速恢复型二极管D1的阴极。因此，形成作为电压反馈系统的电路系统，其中作为谐振电容器Cr(Cr1和Cr2)两端的一个电压出现的电压谐振脉冲电压以电容器Cr1和Cr2之间的静电电容的比例分压，并反馈到高速恢复型二极管D1与扼流线圈LS之间的连接点。电容器Cr1和Cr2的静电电容设置为Cr1＜Cr2。
因此，类似于参考图1说明的实施例，可对于交流输入电压或负载的变化而维持一个高功率因数。因此，在实际应用中非常可能的是把本实施例的电源电路不仅组合到规定了交流输入电压和负载条件的电视接收机等中，此外还把其应用于例如负载状态发生改变的商业设备和诸如个人计算机的商业设备中。
顺便说一下，在图8所示的电源电路的次级侧上，次级绕组N2的一端连接于次级侧地，并且次级绕组N2的另一端经串联连接的串联谐振电容器Cs1连接于整流二极管D01的阳极与整流二极管D02的阴极之间。整流二极管D01的阴极连接于滤波电容器C01的正极，整流二极管D01的阳极连接于次级侧地。滤波电容器C01的负极连接于次级侧地。
根据上述这种连接方案，一个倍压全波整流电路由一组[串联谐振电容器Cs1、整流二极管D01和D02以及滤波电容器C01]形成。这里串联谐振电容器Cs1基于串联谐振电容器Cs1自身的电容和次级绕组N2的漏电感部分而形成相应于整流二极管D01和D02的开／关操作的串联谐振电路。
换言之，本实施例的电源电路具有复合谐振开关变换器的方案，其中用于使开关操作为电压谐振类型的操作的并联谐振电路提供在初级侧上，并且用于获得倍压全波整流操作的串联谐振电路提供在次级侧上。
这里，由上述的该组[串联谐振电容器Cs1、整流二极管D01和D02以及滤波电容器C01]所执行的倍压全波整流操作如下作出说明。
当在初级绕组N1处通过初级侧上的开关操作而获得一个开关输出时，在次级绕组N2中激励该开关输出。
然后，在整流二极管D01关断而整流二极管D02导通的一个周期内，初级绕组N1和次级绕组N2以相减的模式操作，其中，它们的极性(互感M)变为-M，并且通过次级绕组N2的漏电感与串联谐振电容器Cs1的串联谐振作用，实现用整流二极管D02整流的整流电流IC2进行对串联谐振电容器Cs1的充电操作。
在整流二极管D02关断而整流二极管D01导通的状态执行整流操作的另一个周期内，初级绕组N1和次级绕组N2以相加的模式操作，其中，它们的极性(互感M)变为+M，并且在发生串联谐振的状态中执行对滤波电容器C01的充电操作，其中在该串联谐振中，串联谐振电容器Cs1的电位相加到次级绕组N2中感应的电压上。
由于整流操作利用如上所述的相加(+M正向操作)和相减模式(-M；逆向操作)两种模式执行，在滤波电容器Co1处获得基本上等于次级绕组N2的感应电压两倍的一个直流输出电压E01。
根据上述的结构，在图8所示的电路的次级侧上，通过利用两个操作模式执行倍压全波整流获得次级侧直流输出电压，在两个操作模式中，互感是+M或-M都是可利用的。尤其，初级侧的电流谐振作用和次级侧的电流谐振作用获得的电磁能同时提供给负载侧。因此，要提供给负载侧的功率也进一步增加，从而实现最大负载功率的显著提高。
另外，由于通过倍压全波整流电路而获得次级侧直流输出电压，如果打算得到等于例如通过等电压整流电路所获得的次级侧直流输出电压的一个电平，那么在本实施例中的次级绕组N2具有的匝数可等于传统的绕组一半。匝数的降低导致隔离变换变压器PIT的尺寸和重量的降低以及成本的降低。
应注意在这个例子中，次级绕组N2A独立地于振荡驱动电路2卷绕并且次级绕组N2A的中间抽头接地，另外，连接了由整流二极管D03和D04以及滤波电容器C02形成的全波整流电路，从而产生一个直流输出电压E02。
随后，参考图9说明本发明的第三实施例。
图9的开关电源电路具有一个设置在其初级侧的基本上类似于图1所示的电压谐振型的开关变换器(电压谐振变换器)。对电压谐振变换器提供一个功率因数提高电路。
形成初级侧的电压谐振变换器的初级侧并联谐振电路的一个并联谐振电容器Cr由串联连接的一对电容器Cr1和Cr2形成。但是，并联谐振电容器Cr不同于图1的实施例之处在于，在开关元件Q1的集电极与发射极之间仅并联连接电容器Cr1，并且电容器Cr2的另一端连接于功率因数提高电路10的高速恢复型二极管D1的阴极。
在这个例子中，电容器Cr1和Cr2的静电电容选择为使得电容器Cr1的电容远高于电容器Cr2的电容。换言之，电容器Cr2侧是小电容电容器。
此外根据本结构，形成一个作为电压反馈系统的电路系统，其中一个电压谐振脉冲电压按电容器Cr1和Cr2之间的静电电容的比例分压，并反馈到高速恢复型二极管D1与扼流线圈LS之间的连接点。因此，类似于参考图1说明的示例，可对于交流输入电压或负载的变化而维持一个高功率因数。
另外，在这个例子中，次级侧直流输出电压电平E01的50赫波动电压分量与不提供功率因数提高电路10的情况相等，并且这在实际应用中根本不会出现问题。
顺便说一下，在图9所示的电源电路的次级侧上，对次级绕组N2提供一个次级侧并联谐振电容器C2，以形成次级侧并联谐振电路，同时对于次级绕组N2提供由桥式整流电路DBR和滤波电容器C01形成的整流滤波电路，以获得次级侧直流输出电压电平E01。简言之，根据本结构，通过次级侧上的桥式整流电路DBR实现全波整流操作。
应注意在这个例子中，另一个次级绕组N2A独立于次级绕组N2卷绕并且对次级绕组N2A提供中间抽头，另外，以图9所示的方式连接整流二极管D03和D04以及滤波电容器C02，以通过全波整流操作获得一个直流输出电压E02。但是，不对次级绕组2A提供并联谐振电容器。
尽管如上所述描述了本发明，本发明可以以另外的各种形式实现。
例如，本申请的申请人还已经建议出一种复合谐振开关变换器结构，其包括四倍电压整流电路，该电路使用次级侧串联谐振电路，并且这种如上所述的结构可能作为对本实施例的修改。简言之，本实施例并不特定地根据次级侧上的谐振电路和整流电路的结构以限制。
另外，尽管在上述实施例中的初级侧上的电压谐振变换器具有包括单个开关元件的所谓的单端型结构，本发明也可应用于其中一对开关元件交变地执行开关切换的所谓的推挽型电压谐振变换器。
尽管本发明的优选的实施例使用特定的实例进行了说明，这种说明只是为了描述的目的，应理解在不脱离下面的权利要求的构思和范围的情况下，可进行改变和变化。
权利要求
1．一种开关电源电路，包括整流滤波装置，用于接收商用交流电源以产生一个整流滤波的电压并输出该整流滤波的电压作为直流输入电压；隔离变换变压器，其中形成有气隙，从而可获得松耦合的耦合系数并用于把初级侧输出传送到次级侧；开关装置，用于利用开关元件中断直流输入电压，并输出中断的直流电压到所述隔离变换变压器的初级绕组；初级侧谐振电路，由至少包括所述隔离变换变压器的所述初级绕组的漏电感部分和初级侧谐振电容器的电容形成，用于使所述开关装置的操作为电压谐振类型的操作；功率因数提高装置，插入在整流电流路径中，用于基于反馈到所述功率因数提高装置的所述开关装置的开关输出而中断整流电流，以提高功率因数；次级侧谐振电路，在次级侧上由所述隔离变换变压器的次级绕组的漏感抗部分和次级侧谐振电容器的电容形成；直流输出电压产生装置，其形成包括所述次级侧谐振电路，用于接收在所述隔离变换变压器的所述次级绕组处获得的交变的电压并对该交变的电压整流以产生次级侧直流输出电压；以及恒压控制装置，用于响应于次级侧直流输出电压的电平，控制次级侧直流输出电压为恒定电压；所述初级侧谐振电容器由串联连接的第一和第二电容器形成；所述开关装置的开关输出经所述第一和第二电容器之间的连接点反馈到所述功率因数提高装置。
2．根据权利要求1的开关电源电路，其中所述功率因数提高装置包括用于中断整流电流的一个高速恢复型二极管，并且所述第一和第二电容器之间的连接点与所述高速恢复型二极管的阴极互相连接。
3．根据权利要求1的开关电源电路，其中所述功率因数提高装置包括用于中断整流电流的一个高速恢复型二极管，并且所述第一和第二电容器的接地侧的那一个电容器并联连接到所述高速恢复型二极管。
4．根据权利要求1的开关电源电路，其中所述功率因数提高装置包括用于中断整流电流的一个高速恢复型二极管，并且所述第一和第二电容器的较小电容的那一个电容器连接到所述高速恢复型二极管的阴极。
全文摘要
公开一种相对于负载或交流输入电压的变化而维持满足实际应用条件的功率因数的开关电源电路。该开关电源电路包括用于复合的谐振变换器的功率因数提高电路,其构成使得通过电压初级侧谐振电容器进行的电压分压而获得的开关输出反馈到功率因数提高电路,其中该初级侧谐振电容器由串联连接的第一和第二电容器构成。
文档编号H02M3/338GK1294444SQ0013424
公开日2001年5月9日 申请日期2000年9月22日 优先权日1999年9月22日
发明者安村昌之 申请人:索尼公司