采用多开关的涌入控制的制作方法

本发明要求于2013年7月12日提交的题为“inrushcontrolwithmultipleswitches”的美国临时专利申请no.61/845,491的优先权，其全部内容通过引用合并于此。

本发明总体涉及在电气系统中限制涌入电流(inrushcurrent)和故障电流的电路。特别地，本发明提出了在高功率系统中通过操作多个并联开关来限制涌入电流和故障电流的方法。

背景技术：

热插拔电路以受控制和受保护的方式将功率从输入源提供至负载。这种控制器的一个功能为在第一次施加电力时或者在电源电压突然增加时，限制由电源至负载(特别是负载电容)的涌入电流。另一个功能为在负载试图吸取过多电流时(例如负载被短路时)限制电流。

图1示出了常见的热插拔电路，其采用了与电流检测电阻器102(rs1)串联的单个mosfet100(q1)以及用于限制电流的控制电路。许多这样的电路均是可商购的。在限流时，限流放大器104调节mosfet栅极和源极之间的电压从而限制电流检测电阻器102两端的电压，并且由此限制经过mosfet100的电流。该限流放大器104将代表电流检测电阻器102中电流的电压与电压源106产生的电压vlimit进行比较以控制mosfet100的栅极，从而在检测电流超过由电压vlimit确定的最大值时降低输出电流。提供电流源108以拉高栅极电压。提供晶体管110以打开或关闭该热插拔电路。

在此期间，通过mosfet100的电压和电流均可以很大，导致在mosfet100中的功率损耗很高。如果这种功率损耗持续下去，mosfet100可以达到能导致损坏的温度。mosfet制造商将mosfet电压、电流和时间的安全极限表示为被称为“安全操作区域(soa)”的曲线。通常，计时器电路112设定mosfet在极限电流下操作的最大时间。计时器电路112连接至限流放大器104的状态引脚以检测限流放大器104开始进行限流的时间点。当由计时器电路112设定的延迟时间耗尽时，关闭mosfet100以防止其过热。从而负载会断电并且热插拔控制器会指示发生了故障。

高功率热插拔应用通常需要对负载的大旁路电容器126(cl)进行充电。为了降低mosfet100的压力，负载可以保持关闭状态直至旁路电容器126被充电。为电容器充电的小的充电电流保持mosfet100中的功率足够低从而防止温度上升到危险的程度。一种降低充电电流的方法是采用两端分别连接在mosfet栅极和地之间的电容器125以限制栅极引脚的电压变化率。栅极电压通过来自电流源108的电流(通常为10-50μa)而被拉高。在对负载电容器充电时mosfet100起到源极跟随器的作用。另一种方法是采用限流放大器104来设定对负载电容器进行充电的电流。其中任一种方法均可以降低涌入电流，以使得启动期间处于mosfet100的soa之内。当充电结束时，热插拔控制器可以提供指示功率通道打开(path_on)的输出从而表示可对负载提供全电流。可以通过监控开关的控制信号来确定开关的打开状态。例如，对于mosfet开关100，通过迟滞比较器118将mosfet100的栅极-源极电压与由电压源116产生的阈值电压(远高于mosfet阈值电压，例如，4.5v)进行比较从而完成上述开关状态的确定。

热插拔开关本身具有电阻，这也是系统中功率损耗的来源。在mosfet开关中，这种电阻被称为导通电阻。具有大负载电流的高功率系统具有由此导通电阻带来的极大的功率损耗。通常，如图2所示，传统高电流热插拔电路采用多个并联的mosfet200、203(q1和q2)以获得低的导通电阻，这是采用单个mosfet不能达到的。图2中的热插拔电路采用的电流和功率控制电路元件202、204、206、208、210、212、216、218、225、226与图1中对应元件类似。

在高功率电平时，很难找到既具有充足的soa性能又具有足够低的导通电阻的mosfet来作为热插拔开关。高soa性能与mosfet中可以损耗功率的裸片区(diearea)的量密切相关。现今很多mosfet生产关注于减少裸片区和降低导通电阻，同样也就降低了soa性能。具有高soa的mosfet通常在每单位裸片区内具有高导通电阻。相反地，具有低soa的mosfet倾向于在每单位裸片区内具有低导通电阻。对于高功率应用，在单个mosfet中达到需求的soa通常是既不实际也不经济的。

采用多个并联的mosfet降低了组合导通电阻，但不一定会增加soa。由于mosfet导通电阻具有正的温度系数，因此当各mosfet的沟道全面增强时并联mosfet很好地分摊了电流。但是，当限流时具有高漏极-源极电压的并联mosfet通常工作在饱和状态下。由于这些mosfet的阈值电压并不匹配并且具有负的温度系数，因此它们之间不能很好地分摊电流。这使得具有最低阈值电压的mosfet承载的电流大于其他mosfet承载的电流。由于该mosfet发热，因此随着其阈值电压进一步降低，导致其承载的电流更大。因此，所有的负载电流可能被单个mosfet所运载。由于这个原因，当操作一组并联mosfet以限流时，只能指望它们具有单个mosfet的soa。

并非所有负载均可以在启动和涌入期间关闭。栅极电容器将限制流入负载电容器的涌入电流。但是，其并不限制流入电阻负载的电流或流入跨接在负载上的电阻故障的电流。该额外的电流增加了施加于mosfet开关上的压力并且增加了所需的soa。

因此，需要开发涌入电流控制电路以及用于控制多个开关的方法以解决上述问题。

技术实现要素：

本公开提出了一种用于从输入节点向连接至输出节点的负载进行供电的新型系统。

根据本公开的一个方面的系统包括：第一开关和第二开关，其均连接在输入节点和输出节点之间；第一限制电路，其被配置为用于控制第一开关从而限制第一开关的输出；以及第二限制电路，其被配置为用于控制第二开关从而限制第二开关的输出。第二限制电路被配置为与第一限制电路独立地工作。例如，第一限制电路可以限制流过第一开关的电流，第二限制电路可以限制流过第二开关的电流。提供逻辑电路以响应于第一状态信号和第二状态信号而产生输出信号。第一状态信号指示第一限制电路正在限制第一开关的输出，第二状态信号指示第二限制电路正在限制第二开关的输出。逻辑电路在接收到第一状态信号和第二状态信号二者后产生输出信号。

对逻辑电路的输出信号做出响应的计时器电路可以在延迟时间耗尽后指示故障情况。

可以布置第一电流检测元件，用于检测第一开关中的电流；以及可以设置第二电流检测元件，用于检测第二开关中的电流。

第一限制电路可以对第一检测元件检测到的电流做出响应，第二限制电路可以对第二检测元件检测到的电流做出响应。

该系统还可以包括指示电路，其用于产生通道打开信号，该通道打开信号指示提供在输入节点和输出节点之间的电力通道被打开。该指示电路可以包括用于检测第一开关处于打开状态的第一检测电路，以及用于检测第二开关处于打开状态的第二检测电路。

该指示电路可以被配置为在第一开关和第二开关均处于打开状态时、或者在第一开关和第二开关中的一个处于打开状态而与另一个开关相关联的限流电路处于限流模式时产生通道打开信号。

在示例性实施例中，第一开关可以连接在输入节点和输出节点之间，第二开关可以与第一开关并联地连接在输入节点和输出节点之间。第一开关和第二开关可以同时打开或关闭。第一开关和第二开关均可以在延迟时间被耗尽之后关闭。

根据本公开的另一个方面，一种用于从输入节点向与输出节点相连的负载供电的系统可以包括：第一开关和第二开关，其均连接在输入节点和输出节点之间；第一限流电路，其被配置为用于控制第一开关从而将流经第一开关的电流限制为第一值；第二限流电路，其被配置为用于控制第二开关从而将流经第二开关的电流限制为大于第一值的第二值。

当第一开关打开时可以使第二开关维持在关闭状态，并且第二开关可以响应于指示第一开关为打开状态的信号而打开。第二开关可以被配置为对第一开关周围的负载电流提供低电阻通道。

可以提供第一电流检测元件用于检测第一开关中的电流，可以提供第二电流检测元件用于检测第二开关中的电流。第一电流检测元件的灵敏度可以大于第二电流检测元件的灵敏度，其中电流检测元件可以为检测电阻器并且灵敏度可以对应于各个电阻器的电阻。第一限流电路可以对第一检测元件检测到的电流做出响应，第二限流电路可以对第二检测元件检测到的电流做出响应。

该系统可以进一步具有计时器电路，该计时器电路包括：第一计时器，其被配置为响应于第一状态信号而初始化第一延迟时间，第一状态信号指示第一限流电路开始工作在限流模式下以限制通过第一开关的电流；以及第二计时器，其被配置为响应于第二状态信号而初始化第二延迟时间，第二状态信号指示第二限流电路开始工作在限流模式下以限制通过第二开关的电流。第一延迟时间可以大于第二延迟时间。计时器电路可以被配置为在第一延迟时间或第二延迟时间耗尽后指示故障情况。

指示电路可以被配置为在第二开关为打开状态时产生通道打开信号，而不检测第一开关的状态。

根据本公开的又一个方面，一种用于从输入节点向与输出节点相连的负载供电的系统可以包括第一开关和第二开关，其均连接在输入节点和输出节点之间，其中第一开关被配置为损耗比第二开关更多的功率。单个限制电路可以被配置为控制第一开关从而限制第一开关的输出，而不对第二开关的输出进行调控。例如，该单个限制电路可以被配置为控制第一开关从而在第二开关关闭时限制流过第一开关的电流。

当第一开关打开时可以使第二开关维持在关闭状态，并且可以在第一开关为打开状态且第二开关两端的电压低于阈值电平时第二开关打开。第二开关可以被配置为对第一开关周围的负载电流提供低电阻通道。可以在第二开关两端的电压超过阈值电平、第一开关的栅极-源极电压降到阈值电平以下、或第一开关关闭时使第二开关关闭。

指示电路可以被配置为在第一开关为打开状态时产生通道打开信号，而不检测第二开关的状态。

根据以下的详细描述，对本领域技术人员而言本公开的另外的优势和方面将变得显而易见，在以下的描述中通过示出用于实现本公开的最佳模式的方式，示出和描述了本公开的实施例。如下所述，在不脱离本公开精神的情况下，本发明能够实施为其他和不同的实施例，并且其中的若干细节在一些明显的方面能够进行修改。因此，附图和说明实际上仅用作示出，而并非限制。

附图说明

可以结合附图更好地理解下文中对本公开的实施例的详细描述，附图中的特征不一定按比例描绘，其目的在于更好地示出相关特征，其中：

图1和2示出了传统热插拔控制器。

图3示出了根据本公开的热插拔控制器的第一示例性实施例。

图4示出了根据本公开的热插拔控制器的第二示例性实施例。

图5示出了根据本公开的热插拔控制器的第三示例性实施例。

具体实施方式

本公开提供了用于控制多个mosfet的多个独立控制电路。这种控制允许多个mosfet同时并联地操作或按阶段启动，每个阶段之间具有时间延迟。这样允许将mosfet上的加热压力同时地散布在多个mosfet上，或者在时间上分隔。

根据本发明，每个开关的独立控制电路可以将功率损耗分摊至每个开关。可以更加有效地使用每个开关的soa性能。在不同的时间打开开关允许在启动涌入期间、输入电压梯级涌入期间、以及开启负载电流时采用不同的mosfet。相对于需要处理所有操作模式的mosfet，针对不同操作模式进行优化的mosfet可以更加廉价。

将采用如图3、图4和图5中所示的热插拔控制器的具体实例来描述本公开。但是，本公开适用于任何为负载供电的开关电路。

图3示出了具有同时并联操作的两个mosfet300和302的热插拔控制器的示例性实施例。采用各自的电流检测电阻器301和303、以及各自的限流放大器304和305来独立地控制mosfet300和302。电流检测电阻器301连接在代表mosfet300的正节点sense+1和负节点sense-1之间，并且电流检测电阻器303连接在代表mosfet302的正节点sense+2和负节点sense-2之间。限流放大器304和305彼此独立地控制各自的mosfet300和302的栅极，使得在各自的电阻器301和303中检测到的电流超过由各自的电压源306和307提供的vlimit电压所限定的最大电流值时，对mosfet300或302的输出端处的电流进行限制。电流源308和309提供电流以分别拉高mosfet300和302的栅极电压。提供晶体管310和311以打开和关闭各自的mosfet300和302。

分别在限流放大器304和305的状态输出端处产生的信号limiting1和limiting2被提供至与(and)门313的各自的输入端，该and门313产生输出信号并提供给计时器312，该计时器312设定用于指示过电流故障情况的延迟时间。

在限流时，通过限流放大器304和305提供的独立栅极控制将电流和压力在mosfet300和302之间精确划分，而不考虑它们之间阈值电压或温度有任何的不匹配。因此，对于给定的负载功率，可以采用两个更小且更便宜的mosfet。板电阻(boardresistance)、放大器补偿和失配影响可以导致限流放大器304和305中的一个将电流限制在比第二个限流放大器更低的电平。由于与上述第二个限流放大器相关联的mosfet保持全开，同时保持mosfet300和302两者的漏极-源极电压(vds)较低，因此在此状态下两个mosfet均不会遭受明显的加热。开关300和302的组合阻抗仍然较低并且负载可以持续工作。

只有当负载电流增加至mosfet300和302均开始限流时，vds和损耗功率才开始增加，需要关闭mosfet以提供保护。由于and门313的作用，因此只有当limiting1和limiting2信号均已产生时(即电流放大器304和305均开始限流时)才会启动计时器312。当计时器312建立的延迟时间计满时，产生过电流故障信号以指示mosfet300和302均需要关闭。

此外，图3中的热插拔电路可以包括用于产生指示电力通道打开的path_on信号的电路，从而表示可对负载提供全电流。该电路包括：阈值电压源316、317；迟滞比较器318、319；and门320、321、322；以及or门323。比较器318监控mosfet300的栅极-源极电压何时超过由电压源316产生的阈值电压，并且比较器319指示mosfet302的栅极-源极电压何时超过由电压源317产生的阈值电压。两个阈值电压均可以设定为远超mosfet的阈值电压，例如，设为4.5v。

and门320的一个输入端接收比较器318的输出信号，and门320的另一个输入端接收limiting2信号。and门321接收比较器318和319的输出信号。and门322的一个输入端接收比较器319的输出信号，而and门322的另一个输入端接收limiting1信号。and门320、321、322的输出端分别连接至或(or)门323的各自输入端。因此，当两个mosfet均为全开、或者一个mosfet全开而另一个mosfet工作在限流模式下时，该or门323发出path_on信号。如果mosfet300和302中的一个关闭，则path_on信号将会为低。同样，图3示出了在负载处设置的旁路电容器326。

如图4中示出了具有并联mosfet400和402的热插拔控制器的示例性实施例中所示，在涌入电流可以限制为较低电平的应用中，并联mosfet可以分阶段操作。mosfet400损耗的功率可以小于mosfet402。特别地，mosfet400作为启动mosfet工作以在将负载保持为低电流状态的情况下带起负载电压并且为负载电容器426充电。这样容许mosfet400具有高的导通电阻、小的电流极限、以及低的soa。因此，mosfet400可以很小并且便宜。如下所述，mosfet402作为并联mosfet工作，其只有在启动mosfet400完全打开之后才会打开。

图4中热插拔控制器包括电流检测电阻401、403，以及相应的限流放大器404和405。电流检测电阻401连接在正节点sense+1和负节点sense-1之间以对流过mosfet400的电流进行测量，电流检测电阻403连接在正节点sense+2和负节点sense-2之间以对流过mosfet402的电流进行测量。电流检测电阻401的电阻可以远大于电流检测电阻403的电阻，使得在小于mosfet402的电流极限下操作mosfet400。

限流放大器404和405控制各自的mosfet400和402的栅极，从而在电阻401和403中检测到的电流超过由各自的vlimit406和407限定的最大电流值时限制mosfet400和402的输出端处的电流。电流源408和409提供电流以分别拉高mosfet400和402的栅极电压。控制晶体管410和411以打开/关闭各自的mosfet400和402。

图4中的电路也可以包括计时器412和414、or门413、rs锁存电路415、电压源416和417、迟滞比较器418和419。栅极电容器425可以连接在mosfet400的栅极和地之间以得到低的充电电流。旁路负载电容器426可以连接至负载两端。

分别在限流放大器404和405的状态输出端处产生的信号limiting1和limiting2被提供给计时器412和414。由与启动mosfet400相关联的计时器412限定的延迟时间可以大于由与mosfet402相关联的计时器414限定的延迟时间。

在启动mosfet400完全打开之后，并联mosfet402被打开。锁存电路415保持mosfet402关闭直至比较器418通过确定mosfet400的栅极-源极电压已超过阈值电压从而检测出mosfet400打开为止。并联mosfet402为mosfet400周围的负载电流提供了低电阻通道。

由于并联mosfet402在其vds较小时打开，因此不需要大的soa。对应于较小的soa，可能需要计时器414提供较短的延迟时间。通过利用两个mosfet400和402分阶段地施加电力，对两个mosfet的soa要求均降低并且mosfet400所需的导通电阻可以更大。当并联mosfet402的栅极-源极电压超过阈值电压时，比较器419产生用以指示电力通道打开的path_on信号，从而指示低电阻通道完全打开并且可以支持负载电流。

一些应用具有总是(甚至是在启动过程中)处于打开状态的负载，或是经历了为热插拔mosfet带来额外压力的输入步骤和输出浪涌。在这些情况下，可以分阶段地操作热插拔控制器中的并联mosfet，如图5所示，该图展示了一种热插拔控制器的示例性实施例，该热插拔控制器包括：mosfet500和502；同时由mosfet500和502共享的单个检测电阻501；以及单个限流放大器504，其基于检测电阻器501两端的电压和电压源506产生的vlimit电压控制mosfet500的栅极从而限制mosfet500的输出电流。电流源508和509提供电流以分别拉高mosfet500和502的栅极电压。控制晶体管510和511以打开/关闭各自的mosfet500和502。计时器512连接至限流放大器504以检测其进入限流模式的时间，从而在由计时器512设定的延迟时间耗尽之后发出过电流故障情况信号。

图5中的热插拔控制器还包括迟滞比较器518，其监控相对于由电压源516产生的阈值电压的mosfet500的栅极-源极电压。比较器518的产生path_on信号的输出端连接至反相器520，该反相器520提供gate1_off信号至or门521的输入端。or门521的输出端产生stress信号，该stress信号被提供至or门522的一个输入端并且用于控制晶体管511的栅极。为or门522的另一个输入端提供有用于打开/关闭mosfet500的off/on#信号。迟滞比较器524监控相对于由电压源523产生的阈值电压的mosfet500和502的漏极-源极电压，并且提供输出信号至or门521的输入端以产生stress信号。

mosfet500作为压力mosfet工作以对负载电容526充电并且带起负载电压。其在具有有限持续时间的暂态(例如，启动和输入电压变化)期间提供负载电流。mosfet500的功率损耗高于mosfet502的功率损耗。mosfet500在同时具有高电流和高vds的状态下工作，并且具有高的soa等级。但是，由于mosfet500仅在具有有限持续时间的暂态期间提供负载电流，因此其并不需要低的导通电阻。其还可能需要由计时器512提供长的延迟时间。

mosfet502作为并联mosfet工作，其在情况稳定并且不改变时为mosfet500周围的负载电流提供低电阻通道。每当vds超过电压源523提供的阈值电压时、或在mosfet500的栅极-源极电压低于电压源516提供的阈值电压(例如，mosfet500工作在限流模式下)时，通过信号stress关闭mosfet502以对其进行保护。由电压源523限定的阈值电压可以被设定为(例如)200mv，由电压源516限定的阈值电压可以被设定为(例如)4.5v。

mosfet502仅在stress信号为低时才会打开，stress信号为低表明mosfet500完全打开并且vds低于由电压源523限定的阈值电压。因此，mosfet502可以具有很低的导通电阻。由于mosfet502在低vds时打开，因此其不需要大的soa。msofet502不会在饱和状态下工作，因此可以使用多个并联mosfet代替mosfet502以获得低导通电阻。比较器528产生的path_on信号由压力mosfet500的打开状态得到。每当mosfet500打开时，允许负载获取电力。

因此，本公开采用单独控制的并联mosfet使得改进热插拔控制器的soa性能成为可能。

可以采用mosfet的栅极-源极电压电平作为确定热插拔控制器中的开关是否打开的条件。可选择地，可以采用mosfet的漏极-源极电压电平作为确定热插拔控制器中的开关是否打开的条件。打开信号的组合可以用于产生path_on信号以指示负载电流是否可以打开。

虽然在图3-图5中的示例性实施例中示出了2个开关通道，但热插拔控制器的配置可以扩展到多个并联开关通道。

同样，在图3-图5中示出了每个通道具有单个mosfet开关。但是，这些通道中的每个均可以采用多个并联mosfet开关。

此外，虽然在此示出的示例性实施例中采用了n型mosfet开关,但还可以利用其它器件来实现这些开关，例如，pmos晶体管、双极型晶体管、igbt或继电器。

此外，可以通过监控压力mosfet中的栅极-源极电压、漏极-源极电压、或检测电流极限和/或通过监控并联mosfet温度来生成图5中的示例性实施例的stress信号。

mosfet打开的指示可以通过监控其栅极-源极电压和/或其漏极-源极电压得到。而且，图3、图4和图5所示的独立开关控制电路可以用于控制串联排列的开关，而不是如示例性实施例中所示的并联排列的开关。

以上说明示出和描述了本发明的多个方面。附加地，本公开仅示出和描述了优选实施例，但如上文所述，需要理解的是本发明能够在各种其他组合、修改和环境下使用，并且能够在此处所表达的发明构思的范围内、与上述教导等同的范围内和/或相关领域的技能或知识的范围内进行变化和修改。

本文中描述的实施例还旨在解释所知的实施本发明的最好的模式，并且旨在使本领域技术人员可以以所述(或其他)实施例以及连同本发明的特殊应用或使用所需的各种修改的方式来采用本发明。因此，本发明并不限于在本文中所公开的形式。