基于交错并联Boost电路的AC/DC变换器的制作方法

本发明涉及一种ac/dc变换器，属于ac/dc变换技术领域。

背景技术：

现有的功率因数校正技术主要分为两类：无源功率因数校正技术和有源功率因数校正技术。

无源功率因数校正技术通常在交流输出端采用lc滤波器法和并联电容器法来实现功率因数的校正。然而，无源功率因数校正技术通常只能实现0.7～0.8的功率因数，其对谐波电流的抑制效果并不理想，电流谐波含量在40％左右，很难满足现有的国际标准和国家标准。因此，无源功率因数校正技术的应用范围越来越窄，正逐渐被淘汰。

有源功率因数校正技术通常采用在整流器和逆变器之间接入ac/dc变换器的方式来实现功率因数的校正。现有的ac/dc变换器主要基于boost电路来实现，而现有boost电路的工作模式主要分为三类：连续导通模式(ccm)、断续导通模式(dcm)和临界导通模式(crm)。

对于连续导通模式的boost电路来说，二极管存在反向恢复的现象，控制复杂。对于断续导通模式的boost电路来说，电流纹波和电压纹波均较大，器件应力大，开关损耗大。对于临界导通模式的boost电路来说，电感电流介于连续和断续之间，不存在二极管反向恢复的现象，器件应力小，平均输入电流与输入电压呈较好的线性关系。因此，基于临界导通模式boost电路的ac/dc变换器目前被广泛地应用于有源功率因数校正。

然而，在输入电压较高的场合下，现有临界导通模式boost电路的ac/dc变换器的母线电压也较高，使得开关管和其他器件的电压应力较大。

技术实现要素：

本发明为解决现有基于临界导通模式boost电路的ac/dc变换器的器件应力大的问题，提出了一种基于交错并联boost电路的ac/dc变换器。

本发明所述的基于交错并联boost电路的ac/dc变换器包括整流单元、第一滤波单元、第一boost电路、第二boost电路和第二滤波单元；

整流单元用于将交流电源输出的交流电压信号转换为直流电压信号；

第一滤波单元用于对整流单元输出的直流电压信号进行滤波；

第一boost电路包括电容c1、二极管d1、开关管s1和电感lb，第二boost电路包括电容c2、二极管d2、开关管s2和电感lb，开关管s1和开关管s2分别带有体二极管ds1和体二极管ds2，第一boost电路与第二boost电路共用电感lb；

电容c1的第一端与二极管d1的阳极相连，二极管d1阴极与开关管s1的电流流入端相连，开关管s1的电流流出端同时与电感lb的第一端和开关管s2的电流流入端相连，电感lb的第二端同时与电容c1的第二端和电容c2的第一端相连，开关管s2的电流流出端与二极管d2的阳极相连，二极管d2的阴极与电容c2的第二端相连；

电容c1与二极管d1的公共端和电容c2与二极管d2的公共端分别与第一滤波单元的两个输出端相连，二极管d1与开关管s1的公共端和二极管d2与开关管s2的公共端分别与第二滤波单元的两个输入端相连；

负载与第二滤波单元并联；

第一boost电路与第二boost电路构成交错并联boost电路，并交替工作于临界导通模式。

作为优选的是，整流单元为桥式整流电路。

作为优选的是，整流单元包括二极管d3～二极管d6；

二极管d3的阳极与二极管d4的阴极相连，二极管d3的阴极与二极管d5的阴极相连，二极管d4的阳极与二极管d6的阳极相连，二极管d5的阳极与二极管d6的阴极相连；

二极管d3与二极管d4的公共端和二极管d5与二极管d6的公共端分别与交流电源的两个输出端相连；

二极管d3与二极管d5的公共端和二极管d4与二极管d6的公共端为整流单元的第一输出端和第二输出端。

作为优选的是，第一滤波单元为电容cin；

电容cin的第一端同时与整流单元的第一输出端以及电容c1与二极管d1的公共端相连，电容cin的第二端同时与整流单元的第二输出端以及电容c2与二极管d2的公共端相连。

作为优选的是，第二滤波单元为电容co；

二极管d1与开关管s1的公共端和电容co的第一端相连，二极管d2与开关管s2的公共端和电容co的第二端相连。

作为优选的是，开关管s1和开关管s2均采用stf11nm60nd型号的场效应管实现。

作为优选的是，二极管d1和二极管d2均采用scs210kghr型号的二极管实现。

作为优选的是，电感lb的电感值的确定过程为：

在交错并联boost电路的一个工作周期内，电感lb的峰值电流表示为：

式中，ipk为电感lb的峰值电流，ts为交错并联boost电路的一个工作周期，vin为系统输入电压，vb为系统输出电压；

输入电流表示为：

式中，iin为输入电流，ilb为电感lb电流，vin＝vpsinωt，vp为系统输入电压峰值；

系统输入功率表示为：

式中，pin为系统输入功率，

系统输入功率表示为：

pin＝po/η(4)

式中，po为系统输出功率，η为系统效率；

将公式(1)～公式(4)联立可得：

本发明所述的基于交错并联boost电路的ac/dc变换器，第一boost电路与第二boost电路的输入电压均等于系统输入电压的一半。因此，在输入电压较高的场合下，与现有临界导通模式boost电路的ac/dc变换器相比，本发明所述的基于交错并联boost电路的ac/dc变换器的母线电压较低，器件电压应力也较小。除此之外，本发明的交错并联boost电路工作于强制临界模式，控制方式十分简单，易于实现，成本较低。

附图说明

在下文中将基于实施例并参考附图来对本发明所述的基于交错并联boost电路的ac/dc变换器进行更详细的描述，其中：

图1为实施例所述的基于交错并联boost电路的ac/dc变换器的电路原理图，其中，vin为交流电源，rl为负载；

图2为实施例提及的交错并联boost电路的第一工作模态图；

图3为实施例提及的交错并联boost电路的第二工作模态图；

图4为实施例提及的交错并联boost电路的第三工作模态图；

图5为实施例提及的交错并联boost电路的第四工作模态图；

图6为实施例提及的电感lb的电压信号与电流信号波形图；

图7为实施例提及的系统功率因数变化曲线图；

图8为实施例提及的系统总谐波失真变化图。

具体实施方式

下面将结合附图对本发明所述的基于交错并联boost电路的ac/dc变换器作进一步说明。

实施例：下面结合图1～图8详细地说明本实施例。

本实施例所述的基于交错并联boost电路的ac/dc变换器包括整流单元、第一滤波单元、第一boost电路、第二boost电路和第二滤波单元；

整流单元用于将交流电源输出的交流电压信号转换为直流电压信号；

第一滤波单元用于对整流单元输出的直流电压信号进行滤波；

第一boost电路包括电容c1、二极管d1、开关管s1和电感lb，第二boost电路包括电容c2、二极管d2、开关管s2和电感lb，开关管s1和开关管s2分别带有体二极管ds1和体二极管ds2，第一boost电路与第二boost电路共用电感lb；

电容c1的第一端与二极管d1的阳极相连，二极管d1阴极与开关管s1的电流流入端相连，开关管s1的电流流出端同时与电感lb的第一端和开关管s2的电流流入端相连，电感lb的第二端同时与电容c1的第二端和电容c2的第一端相连，开关管s2的电流流出端与二极管d2的阳极相连，二极管d2的阴极与电容c2的第二端相连；

电容c1与二极管d1的公共端和电容c2与二极管d2的公共端分别与第一滤波单元的两个输出端相连，二极管d1与开关管s1的公共端和二极管d2与开关管s2的公共端分别与第二滤波单元的两个输入端相连；

负载与第二滤波单元并联；

第一boost电路与第二boost电路构成交错并联boost电路，并交替工作于临界导通模式。

本实施例的整流单元为桥式整流电路。

本实施例的整流单元包括二极管d3～二极管d6；

二极管d3的阳极与二极管d4的阴极相连，二极管d3的阴极与二极管d5的阴极相连，二极管d4的阳极与二极管d6的阳极相连，二极管d5的阳极与二极管d6的阴极相连；

二极管d3与二极管d4的公共端和二极管d5与二极管d6的公共端分别与交流电源的两个输出端相连；

二极管d3与二极管d5的公共端和二极管d4与二极管d6的公共端为整流单元的第一输出端和第二输出端。

本实施例的第一滤波单元为电容cin；

电容cin的第一端同时与整流单元的第一输出端以及电容c1与二极管d1的公共端相连，电容cin的第二端同时与整流单元的第二输出端以及电容c2与二极管d2的公共端相连。

本实施例的第二滤波单元为电容co；

二极管d1与开关管s1的公共端和电容co的第一端相连，二极管d2与开关管s2的公共端和电容co的第二端相连。

本实施例的开关管s1和开关管s2均采用stf11nm60nd型号的场效应管实现。

本实施例的二极管d1和二极管d2均采用scs210kghr型号的二极管实现。

下面详细说明本实施例提出的交错并联boost电路的四种工作模态：

第一工作模态(t0-t1)：如图2所示，其中，vin1和vin2分别为第一boost电路的输入电压和第二boost电路的输入电压，vin1＝vin2＝vin/2。在t0之前，开关管s2关断，电感电流ilb通过二极管d2和体二极管ds1续流。在t0时，电感电流ilb达到0，导致二极管d2和体二极管ds1关断。当体二极管ds1导通时，开关管s1的驱动信号已经施加到其门极，开关管s1实现零电压开通(zvs)，vin1施加到电感lb的两端，电感电流ilb线性增长。

第二工作模态(t1-t2)：如图3所示。在t1时刻，开关管s1关断，正向的电感电流ilb迫使体二极管ds2开通负向电压vb-vin1，并施加到电感lb的两端，电感电流ilb线性减小，在t2时刻时，电感电流ilb降低到0，第二工作模态结束。

第三工作模态(t2-t3)：如图4所示。在t2时刻，电感电流ilb达到0，导致体二极管ds2和二极管d1关断。当体二极管ds2导通时，开关管s2的驱动信号已经施加到其门极，开关管s2实现零电压开通(zvs)，vin2施加到电感lb的两端，电感电流ilb反向线性增长。

第四工作模态(t3-t4)：如图5所示。在t3时刻，开关管s2关断，由于电感电流ilb依然为负，体二极管ds1和二极管d2导通，电压vb-vin2施加到电感lb的两端，电感电流ilb反向线性减少。在t4时刻，电感电流ilb减小到0时，第四工作模态结束。一个新的工作周期重新开始。

下面详细说明本实施例提出的交错并联boost电路的参数设计过程：

图6为电感lb的电压信号与电流信号波形图，其中，vlb为电感电压，ilm为电感电流的最大值，τ＝t2-t1。

根据图6可知，在交错并联boost电路的一个工作周期内，电感lb的峰值电流表示为：

式中，ipk为电感lb的峰值电流，ts为交错并联boost电路的一个工作周期，vin为系统输入电压，vb为系统输出电压；

直流母线电流等于电感电流的一半，由于输入滤波和整流，瞬时直流母线电流等于一个工作周期内的平均直流母线电流，输入电流表示为：

式中，iin为输入电流，ilb为电感lb电流，vin＝vpsinωt，vp为系统输入电压峰值；

系统输入功率表示为：

式中，pin为系统输入功率，

系统输入功率表示为：

pin＝po/η(4)

式中，po为系统输出功率，η为系统效率；

将公式(1)～公式(4)联立可得：

系统功率因数可由系统输入功率与系统视在功率之比求得，表示为：

式中，pf为系统功率因数，vrms为系统输入交流电压有效值，irms为系统输入交流电流有效值，z为系统总阻抗，

系统总谐波失真表示为：

式中，thd为系统总谐波失真。

图7和图8分别为系统功率因数变化曲线图和系统总谐波失真变化图。根据图7和图8可知，本实施例提出的交错并联boost电路具有较高的功率因数和较小的畸变率，能够有效地起到功率因数校正的作用。

实验结果表明，在额定状态下，本实施例所述的基于交错并联boost电路的ac/dc变换器的功率因数达到97.4％，畸变率小于10，设计满足iec-61000-3-2标准。

具体示例：

设计的基于交错并联boost电路的ac/dc变换器，额定输入电压为220v，额定工作频率为200khz，输出接纯电阻负载，额定输出电压为340v，额定输出功率为50w。

首先由给定的设计参数计算出参与谐振的无源元件的参数值，从而确定主电路的元件参数。最终确定的器件型号或参数如表1所示：

表1系统的主要器件型号或参数

本实施例所述的基于交错并联boost电路的ac/dc变换器，能够有效地降低开关管的电压应力。

虽然在本文中参照了特定的实施方式来描述本发明，但是应该理解的是，这些实施例仅是本发明的原理和应用的示例。因此应该理解的是，可以对示例性的实施例进行许多修改，并且可以设计出其他的布置，只要不偏离所附权利要求所限定的本发明的精神和范围。应该理解的是，可以通过不同于原始权利要求所描述的方式来结合不同的从属权利要求和本文中所述的特征。还可以理解的是，结合单独实施例所描述的特征可以使用在其他所述实施例中。