双向直流电源变换器的电压转换电路及电压转换控制方法与流程

本发明涉及电源技术领域，尤其涉及一种双向直流电源变换器的电压转换电路及电压转换控制方法。

背景技术：

双向直流电源变换器，也称之为双向dc-dc变换器或者双向dcdc变换器，是一种将直流电源转化为其他种类电压的直流转化装置，其广泛应用于太阳能发电，新能源领域等，其工作原理是将一直流电压转化为另一直流电(升压或者降压)。这种变换器的两端有公共端，而且两端都能作为输入或输出对另一边进行充放电。

现有技术中，双向直流电源变换器存在的主要问题有：(1)需要通过工作模式的切换来实现输出升压或降压两种状态，控制较繁琐；(2)电路中的所有mos管均为硬开关，损耗较大，效率偏低；(3)当输入和输出电压相差不大时，电路可能会在升压模式和降压模式两种状态下反复进行切换，导致系统工作不稳定；(4)现有双向dc-dc常采用两电平控制方式，在输入高压时需要使用耐压值更高的开关管，如当输入、输出电压高于800v时，需要选择耐压为1200v的igbt或碳化硅mos管，成本高、体积大；(5)此外还存在输入、输出电容均压困难等问题。

技术实现要素：

本发明主要解决的技术问题是提供一种双向直流电源变换器的电压转换电路及电压转换控制方法，解决现有技术中双向直流电源的电压转换电路存在电压转换高损耗、效率低、不稳定、电容均匀困难等问题。

为解决上述技术问题，本发明采用的一个技术方案是提供一种双向直流电源变换器的电压转换电路，包括第一直流电源端和第二直流电源端，其中所述第一直流电源端包括第一正极端和第一负极端，所述第二直流电源端包括第二正极端和第二负极端；在所述第一正极端和第一负极端之间依次串联第一储能电容和第二储能电容；在所述第二正极端和第二负极端之间也依次串联有第三储能电容和第四储能电容；所述第一储能电容和第二储能电容之间的第一连接点，与所述第三储能电容和第四储能电容的之间的第二连接点之间电连接；在所述第一正极端和第一负极端之间依次串联第一开关管，第二开关管，第三开关管，第四开关管，所述第二开关管与第三开关管之间的第三连接点，与所述第一连接点和第二连接点电连接；在所述第二正极端和第二负极端之间依次串联第五开关管，第六开关管，第七开关管，第八开关管，所述第六开关管与第七开关管之间的第四连接点，也与所述第一连接点和第二连接点电连接；在所述第一开关管和第二开关管之间的第五连接点，与所述第五开关管和第六开关管之间的第六连接点之间连接有第一储能电感；在所述第三开关管和第四开关管之间的第七连接点，与第七开关管和第八开关管之间的第八连接点之间连接有第二储能电感；所述第一开关管至所述第八开关管均为mos管，在所述mos管的源极和漏极之间均并联有谐振电容。

在本发明双向直流电源变换器的电压转换电路另一实施例中，所述第一储能电容和第二储能电容的电容值相等，所述第三储能电容和第四储能电容的电容值相等，所述第一储能电感和第二储能电感的电感值相同，所述谐振电容的参数值相同。

在本发明双向直流电源变换器的电压转换电路另一实施例中，所述第一储能电容、第一开关管、第二开关管、第五开关管、第六开关管、第一谐振电容、第二谐振电容、第五谐振电容、第六谐振电容、第一储能电感、第三储能电容组成所述电压转换电路的第一转换支路，在所述第一转换支路中，所述第一开关管和第二开关管组成第一桥臂，所述第五开关管和第六开关管组成第二桥臂。

在本发明双向直流电源变换器的电压转换电路另一实施例中，所述第二储能电容、第三开关管、第四开关管、第七开关管、第八开关管、第三谐振电容、第四谐振电容、第七谐振电容、第八谐振电容c、第二储能电感、第四储能电容组成所述电压转换电路的第二转换支路，在所述第二转换支路中，所述第三开关管和第四开关管组成第三桥臂，所述第七开关管和第八开关管组成第四桥臂。

本发明还提供一种双向直流电源变换器的电压转换控制方法实施例，基于前述的双向直流电源变换器的电压转换电路进行电压转换控制，在一个运行周期内对所述第一转换支路分时控制，包括：

在第一时段间隔期间，所述第一开关管和第六开关管均导通，所述第二开关管和第五开关管均关断，所述第一直流电源端的第一正极端对所述第二谐振电容充电至与所述第一储能电容电压相等，所述第一直流电源端的第一正极端经所述第一储能电感对所述第五谐振电容充电至与所述第三储能电容电压相等，所述第一谐振电容和第六谐振电容的两端分别由于第一开关管和第六开关管导通而电压均为零，流经所述第一储能电感的电流上升，所述第一储能电感l1储能；

在第二时段间隔期间，是所述第一桥臂中的所述第一开关管关断到所述第二开关管导通的过渡区间，第一开关管q1关断，第一直流电源端的第一正极端给所述第一谐振电容充电，第二谐振电容放电，第一储能电感停止储能，流经第一储能电感l1的电流继续沿原方向经第二开关管内的二极管续流，直至所述第一谐振电容充满至等于第一储能电容的电压，第二谐振电容放电至零，由此所述第二开关管两端电压为零，在所述第二时段结束时刻导通所述第二开关管，即对第二开关管软开通；

在第三时段间隔期间，所述第一开关管关断，第五开关管关断，第二开关管导通，第六开关管导通，所述第一储能电感继续续流；

在第四时段间隔期间，是所述第一桥臂中的所述第二开关管关断到所述第一开关管导通的过渡区间，关断所述第二开关管，电流继续沿第二开关管内的二极管续流，流经第一储能电感的电流大小和方向均不变；

在第五时段间隔期间，第一开关管导通，第五开关管关断，第二开关管关断，第六开关管导通，此时第一直流电源端继续给第一储能电感储能充电，流经第一储能电感的电流继续沿原方向上升；

在第六时段间隔期间，是所述第二桥臂中的第六开关管关断到第五开关管导通的过渡区间，在第六时段起始时刻关断第六开关管，此时流经第一储能电感的电流沿顺时针方向给所述第六谐振电容充电，第五谐振电容放电，在第六时段结束时刻前，第五谐振电容放电至零，第五开关管两端电压为零，第六谐振电容的电压充电至与第三储能电容的电压相等，第一储能电感开始通过第五开关管内的二极管向第二直流电源端释放电能，流经第一储能电感的电流开始急剧减小，在第六时段结束时刻，第五开关管导通为软开通；

在第七时段间隔期间，第一开关管和第五开关管处于导通状态，第五开关管同步整流，第一储能电感继续对第二直流电源端释放电能，流经第一储能电感的电流继续减小；

在第八时段间隔期间，第五开关管已经关断，第一储能电感继续通过第五开关管内的二极管释放电能，直至第一储能电感的电能变为零，进入下一个运行周期。

在本发明双向直流电源变换器的电压转换控制方法另一实施例中，所述第一储能电感的储能阶段分为两个时段，即第一时段和第五时段，释能阶段分为三个时段，即第六时段至第八时段；所述运行周期为t，第六开关管的占空比为d，第一储能电容的电压为vi，第三储能电容的电压为vo，第一储能电感的电感量为l，第一储能电感两端电压为ul，所述第一时段的时长为δt1，电流变化为δi1，所述第五时段的时长为δt2，电流变化为δi2，所述第六时段至第八时段的时长为δt3，电流变化为δi3，则第一储能电感的储能阶段的电压为：

第一储能电感释能阶段的电压为：

在储能阶段，第一储能电感两端电压为第一储能电容两端电压满足：

ul＝vi

储能阶段的总时间为：

δt1+δt2＝(2d-1)*t

在释能阶段，第一储能电感两端电压为ul′＝vo-vi，释能总时间为：

δt3＝(1-d)*t

进一步可以得到：

在本发明双向直流电源变换器的电压转换控制方法另一实施例中，通过调控第六开关管的占空比d来对输出电压的模式进行调控，当d>1/2时，则vo>vi，电压转换电路工作在升压模式；当d<1/2时，则vo<vi，电压转换电路工作在降压模式；当d＝1/2时，则vo＝vi，电压转换电路工作在等压模式。

在本发明双向直流电源变换器的电压转换控制方法另一实施例中，其特征在于，所述电压转换电路的第一转换支路工作在升压时，第一储能电感的纹波电流为：

所述电压转换电路的第一转换支路工作在降压时，第一储能电感l1的纹波电流为：

在本发明双向直流电源变换器的电压转换控制方法另一实施例中，所述第一直流电源端为输入，所述第二直流电源端为输出，第三储能电容和第四储能电容2采用母线串联电容的电压值分别对应为u11和u12，将du作为第六开关管的占空比，将dd作为第八开关管的占空比，则有：

du＝β*(u11-u12)+d

dd＝-β*(u11-u12)+d

其中β为比例系数，d为第六开关管和第八开关管的占空比，如果输出母线电容不均压，当u11-u12>0时，第六开关管的占空比增大，第八开关管的占空比减小，从而使电压转换电路中第一转换支路输出电压减小，电压转换电路中第二转换支路输出电压增加，通过闭环调节最终使u11和u12相等，实现对第三储能电容和第四储能电容均压调控。

本发明的有益效果是：本发明公开了一种双向直流电源变换器的电压转换电路。该电路包括第一直流电源端和第二直流电源端，在第一直流电源端之间串联第一储能电容和第二储能电容，以及第一开关管至第四开关管，在第二直流电源端之间串联有第三储能电容和第四储能电容，以及第五开关管至第八开关管，第一开关管至第八开关管均分别并联有谐振电容，还包括第一储能电感和第二储能电感。本发明还公开了对该电压转换电路的电压转换控制方法，包括八个时段的控制时序，由此可以实现对电压转换的精准控制，只需调整占空比即可完成升压或降压调控，还具有纹波电流小、能够进行电容均压调控的优势。

附图说明

图1是根据本发明双向直流电源变换器的电压转换电路一实施例的电路图；

图2是根据本发明双向直流电源变换器的电压转换控制方法一实施例的控制时序图；

图3是根据本发明双向直流电源变换器的电压转换控制方法一实施例的控制时序图。

具体实施方式

为了便于理解本发明，下面结合附图和具体实施例，对本发明进行更详细的说明。附图中给出了本发明的较佳的实施例。但是，本发明可以以许多不同的形式来实现，并不限于本说明书所描述的实施例。相反地，提供这些实施例的目的是使对本发明的公开内容的理解更加透彻全面。

需要说明的是，除非另有定义，本说明书所使用的所有的技术和科学术语与属于本发明的技术领域的技术人员通常理解的含义相同。在本发明的说明书中所使用的术语只是为了描述具体的实施例的目的，不是用于限制本发明。本说明书所使用的术语“和/或”包括一个或多个相关的所列项目的任意的和所有的组合。

图1显示了本发明本发明双向直流电源变换器的电压转换电路一实施例的电路图。

在图1中包括第一直流电源端dc1和第二直流电源端dc2，其中第一直流电源端dc1包括第一正极端dc1+和第一负极端dc1-，第二直流电源端dc2包括第二正极端dc2+和第二负极端dc2-。

在第一正极端dc1+和第一负极端dc1-之间串联两个储能电容，即第一储能电容c1和第二储能电容c2，优选的，第一储能电容c1和第二储能电容c2的电容值相等；在第二正极端dc2+和第二负极端dc2-之间也串联两个储能电容，即第三储能电容c11和第四储能电容c12，优选的，第三储能电容c11和第四储能电容c12的电容值相等。

进一步的，第一储能电容c1和第二储能电容c2之间的第一连接点j1，与第三储能电容c11和第四储能电容c12的之间的第二连接点j2之间电连接。

进一步的，在第一正极端dc1+和第一负极端dc1-之间依次串联四个用作开关的mos管，对应依次为第一开关管q1，第二开关管q2，第三开关管q3，第四开关管q4，第二开关管q2与第三开关管q3之间的第三连接点j3，也与第一连接点j1和第二连接点j2电连接；在第二正极端dc2+和第二负极端dc2-之间依次串联四个用作开关的mos管，对应依次为第五开关管q5，第六开关管q6，第七开关管q7，第八开关管q8，第六开关管q6与第七开关管q7之间的第四连接点j4，也与第一连接点j1和第二连接点j2电连接。

进一步的，在第一开关管q1和第二开关管q2之间的第五连接点j5，与第五开关管q5和第六开关管q6之间的第六连接点j6之间连接有第一储能电感l1；在第三开关管q3和第四开关管q4之间的第七连接点j7，与第七开关管q7和第八开关管q8之间的第八连接点j8之间连接有第二储能电感l2。优选的，第一储能电感l1和第二储能电感l2的电感值相等。

另外，所述第一开关管至所述第八开关管均为mos管，在所述mos管的源极和漏极之间均并联有谐振电容，并且这些mos管规格相同，这些谐振电容的参数值相同。具体的，在第一开关管q1的源极和漏极之间还并联有第一谐振电容c3，在第二开关管q2的源极和漏极之间还并联有第二谐振电容c4，在第三开关管q3的源极和漏极之间还并联有第三谐振电容c5，在第四开关管q4的源极和漏极之间还并联有第四谐振电容c6；在第五开关管q5的源极和漏极之间还并联有第五谐振电容c7，在第六开关管q6的源极和漏极之间还并联有第六谐振电容c8，在第七开关管q7的源极和漏极之间还并联有第七谐振电容c9，在第八开关管q8的源极和漏极之间还并联有第八谐振电容c10。

进一步的，在图1中，将上半部分的第一储能电容c1、第一开关管q1、第二开关管q2、第五开关管q5、第六开关管q6、第一谐振电容c3、第二谐振电容c4、第五谐振电容c7、第六谐振电容c8、第一储能电感l1、第三储能电容c11组成该电压转换电路的第一转换支路。并且，在第一转换支路中，第一开关管q1和第二开关管q2组成第一桥臂，第五开关管q5和第六开关管q6组成第二桥臂。

进一步的，将下半部分的第二储能电容c2、第三开关管q3、第四开关管q4、第七开关管q7、第八开关管q8、第三谐振电容c5、第四谐振电容c6、第七谐振电容c9、第八谐振电容c10、第二储能电感l2、第四储能电容c12组成该电压转换电路的第二转换支路。并且，在第二转换支路中，第三开关管q3和第四开关管q4组成第三桥臂，第七开关管q7和第八开关管q8组成第四桥臂。

进一步的，基于同一构思，本发明还公开了一种双向直流电源变换器的电压转换方法实施例，主要是基于上述双向直流电源变换器的电压转换电路实施例的转换方法。

在图1所示实施例中，由于第一转换支路和第二转换支路具有相同的电路结构，以下以第一转换支路为例说明该电压转换方法。图2中显示了第一开关管q1、第二开关管q2、第五开关管q5、第六开关管q6的驱动信号时序图，以及第一储能电感l1对应的电流时序曲线il1，并且以第一直流电源端dc1为输入端，第二直流电源端dc2为输出端。具体控制时序描述如下：

首先，该电路处于稳定状态，第一储能电容c1、第二储能电容c2、第三储能电容c11和第四储能电容c12均已充满电，以下为该支路稳定后其中一个周期的工作状态，从时间t1开始。

在第一时段间隔t1-t2期间，第一开关管q1和第六开关管q6均导通，第二开关管q2和第五开关管q5关断，第一直流电源端dc1的第一正极端dc1+对第二谐振电容c4充电至与第一储能电容c1电压相等，第一直流电源端dc1的第一正极端dc1+经所述第一储能电感l1对所述第五谐振电容c7充电至与所述第三储能电容c11电压相等，第一谐振电容c3和第六谐振电容c8分别由于第一开关管q1和第六开关管q6导通，导致这两个谐振电容的两端的电压均为零，流经第一储能电感l1的电流il1上升，第一储能电感l1储能。

在第二时段间隔t2-t3期间，这段期间是第一桥臂中的第一开关管q1关断到第二开关管q2导通的过渡区间，第一开关管q1关断，第一直流电源端dc1的第一正极端dc1+给第一谐振电容c3充电，第二谐振电容c4放电，第一储能电感l1停止储能，但流经第一储能电感l1的电流不能突变，会继续沿原方向经第二开关管q2内的二极管续流，则电流方向为第一储能电感l1、至第六开关管q6、至第二开关管q2、再返回至第一储能电感l1，由于第二开关管q2和第六开关管q6不消耗能量，所以流经第一储能电感l1的电流il1大小保持不变，对第一谐振电容c3充电的电流方向，以及对第二谐振电容c4放电的电流方向，与流经第一储能电感l1的电流方向一致，直至第一谐振电容c3充满至等于第一储能电容的电压，第二谐振电容c4放电至零，由此第二开关管q2两端电压为零，而在第二时段结束时刻，即t3时刻开通第二开关管q2，即为对第二开关管q2软开通。

进一步的，在第三时段间隔t3-t4期间，第一开关管q1关断，第五开关管q5关断，第二开关管q2导通，第六开关管q6导通，该阶段是第一储能电感l1的一个续流时间，电流il1方向不变，大小不变。

进一步的，在第四时段间隔t4-t5期间，这段期间是第一桥臂中的第二开关管q2关断到第一开关管q1导通的过渡区间，关断第二开关管q2，电流继续沿第二开关管q2内的二极管续流，流经第一储能电感l1的电流il1大小和方向均不变。

进一步的，在第五时段间隔t5-t6期间，第一开关管q1导通，第五开关管q5关断，第二开关管q2关断，第六开关管q6导通，此时第一直流电源端dc1继续给第一储能电感l1储能充电，流经第一储能电感l1的电流il1继续沿原方向上升。

进一步的，在第六时段间隔t6-t7期间，这段期间是第二桥臂中的第六开关管q6关断到第五开关管q5导通的过渡区间，在t6时刻关断第六开关管q6，此时流经第一储能电感l1的电流il1沿顺时针方向给第六谐振电容c8充电，第五谐振电容c7放电，在t7时刻前，第五谐振电容c7放电至零，第五开关管q5两端电压为零，第六谐振电容c8的电压充电至与第三储能电容c11的电压相等，第一储能电感l1开始通过第五开关管q5内的二极管向第二直流电源端dc2释放电能，流经第一储能电感l1的电流il1开始急剧减小，此时，即t7时刻，第五开关管q5导通为软开通。

进一步的，在第七时段间隔t7-t8期间，第一开关管q1和第五开关管q5处于导通状态，该期间内第五开关管q5为同步整流，第一储能电感l1继续对第二直流电源端dc2释放能量，流经第一储能电感l1的电流il1继续减小。

进一步的，在第八时段间隔t8-t9期间，第五开关管q5已经关断，第一储能电感l1继续通过第五开关管q5内的二极管释放电能，直至第一储能电感l1的电能变为零，进入下一个转换周期。

通过分析可知，当第一直流电源端dc1为输入，第二直流电源端dc2为输出时，第二开关管q2和第五开关管q5可实现零电压开通，q5输出为同步整流。同样，当第二直流电源端dc2为输入，第一直流电源端dc1为输出时，第一开关管q1和第六开关管q6可实现零电压开通，同时q1输出为同步整流。

图3中显示了第三开关管q3、第四开关管q4、第八开关管q8、第七开关管q7的驱动信号时序图，以及第二储能电感l2对应的电流时序曲线il2，并且以第一直流电源端dc1为输入端，第二直流电源端dc2为输出端。具体控制时序与图2所示时序相同，这里不再赘述。

优选的，基于图1电路和图2时序，可以实现对升压和降压的灵活控制。仍以第一转换支路为例，第一直流电源端dc1为输入端，第二直流电源端dc2为输出端。由图2可知，第一储能电感l1的储能阶段分为两部分，即第一时段t1-t2和第五时段t5-t6，若周期为t，第六开关管q6的占空比为d(0<d<1)，第一储能电容c1的电压为vi，第三储能电容c11的电压为vo，第一储能电感l1的电感量为l，第一储能电感l1两端电压为ul，第一时段t1-t2的时长为δt1，电流变化为δi1，第五时段t5-t6的时长为δt2，电流变化为δi2，第六时段至第八时段t6-t9的时长为δt3，电流变化为δi3则有：

第一储能电感l1储能阶段的电压为：

第一储能电感l1释能阶段的电压为：

由于在储能阶段，第一储能电感l1两端电压为第一储能电容c1两端电压，即：

ul＝vi

储能阶段的总时间为：

δt1+δt2＝(2d-1)*t

在释能阶段，第一储能电感l1两端电压为vo-vi，即：

ul′＝vo-vi

释能总时间为：

δt3＝(1-d)*t

进一步可以得到：

若令则有d＝1/2

所以有：

当d>1/2时，则vo>vi，电压转换电路工作在升压模式；

当d<1/2时，则vo<vi，电压转换电路工作在降压模式；

当d＝1/2时，则vo＝vi，电压转换电路工作在等压模式。

综上所述，该电压转换控制方法只需通过调节第六开关管q6的占空比就可以实现升压或降压，而无需通过模式切换来实现输出电压的升降压变换。

进一步，基于上述分析，可得出电压转换电路的第一转换支路工作在升压时，第一储能电感l1的纹波电流为：

工作在降压时，第一储能电感l1的纹波电流为：

进一步得到：

而现有技术中的电压转换电路在升压和降压模式下储能电感的纹波电流分别为：

通过比较可知，该本发明电压转换控制方法下，电感的纹波电流明显小于现有技术。即在相同的纹波电流的要求下，使用本发明电压转换控制方法所需要的电感值更小，因此产品体积也更小，成本更低。

进一步的，图1所示的电压转换电路的第一转换支路和第二转换支路在分别独立工作时，第一储能电容c1两端的电压与第二储能电容c2两端的电压相等，均为第一直流电源端dc1两端电压的一半。同样，在第三储能电容c11两端的电压与第四储能电容c12两端的电压相等，均为第二直流电源端dc2两端电压的一半。但实际上，对于第一储能电容c1、第二储能电容c2、第三储能电容c11和第四储能电容c12都是母线电容，会因为母线电容串联等效电阻、mos开关管特性及控制电路等差异，会导致了母线电容的不均压，严重时可能引起电路工作异常或元器件损坏。而本发明则可以实现母线电容的均压调整。

优选的，第一直流电源端dc1为输入，第二直流电源端dc2为输出，第三储能电容c11和第四储能电容c12采用母线串联电容的电压值分别对应为u11和u12。并且，将du(0<du<1)作为电压转换电路中第一转换支路的第六开关管q6的占空比，将dd(0<dd<1)作为电压转换电路中第二转换支路的第八开关管q8的占空比，则有：

du＝β*(u11-u12)+d

dd＝-β*(u11-u12)+d

其中β为比例系数，d(0<d<1)为第六开关管q6和第八开关管q8的初始占空比，从上式可以看出，如果输出母线电容不均压，则u11-u12的值不为零，当u11-u12>0时，第六开关管q6的占空比增大，第八开关管q8的占空比减小，从而使电压转换电路中第一转换支路输出电压减小，电压转换电路中第二转换支路输出电压增加，通过闭环调节最终使u11和u12相等，达到对第三储能电容c11和第四储能电容均压的效果。

由此可见，本发明公开了一种双向直流电源变换器的电压转换电路。该电路包括第一直流电源端和第二直流电源端，在第一直流电源端之间串联第一储能电容和第二储能电容，以及第一开关管至第四开关管，在第二直流电源端之间串联有第三储能电容和第四储能电容，以及第五开关管至第八开关管，第一开关管至第八开关管均分别并联有谐振电容，还包括第一储能电感和第二储能电感。本发明还公开了对该电压转换电路的电压转换控制方法，包括八个时段的控制时序，由此可以实现对电压转换的精准控制，只需调整占空比即可完成升压或降压调控，还具有纹波电流小、能够进行电容均压调控的优势。

以上所述仅为本发明的实施例，并非因此限制本发明的专利范围，凡是利用本发明说明书及附图内容所作的等效结构变换，或直接或间接运用在其他相关的技术领域，均同理包括在本发明的专利保护范围内。