一种追踪最高效率点的IPOS直流充电电源的制作方法

本发明涉及电力电子技术及其应用领域，具体涉及一种具有最高效率点追踪能力的由pwm型变换器和llc谐振型变换器输入并联，输出串联构成的ipos直流充电电源。

背景技术：

用于对蓄电池进行充电的直流充电电源，其设计方案大多采用脉冲宽度调节(pulsewidemodulation，pwm)变换器实现。这类变换器有较宽的输出电压调节范围，但存在开关损耗大，电能转换效率偏低的问题。随着上世纪90年代llc谐振变换器的出现，越来越多的学者和工程师被其出色的效率表现吸引，进行了大量理论和应用研究，现已在服务器组电源、通信电源等恒定电压输出的应用场合得到广泛应用。但是在宽电压调节范围应用中llc谐振变换器还存在需要优化的地方：llc谐振变换器是一种脉冲频率调节(pulsefrequencymodulation，pfm)变换器，通过调节频率来实现输出功率调节。llc谐振变换器工作在谐振频率点时能获得最高效率，因此，谐振频率点就是llc谐振变换器的最高效率点。当llc谐振变换器的工作频率偏离谐振频率点，其电能转换效率会下降，因此在宽输出电压调节范围的应用中，llc谐振变换器不能一直维持在谐振频率点附近，因此造成综合效率不理想的设计难题。

为实现llc谐振变换器的效率优化，文献《maximumefficiencypointtrackingtechniqueforllc-basedpevchargersthroughvariabledclinkcontrol》(ieeetransactionsonindustrialelectronics，2014，61(11)，pp：6041-6049)给出了一种有源功率因数校正(apfc)和llc谐振变换器两级级联的电动汽车充电电源的设计方案，该方案中apfc的输出电压作为llc谐振变换器的输入电压，通过apfc调节llc谐振变换器的输入直流母线电压来实现输出电压的调节，从而使得llc谐振变换器在整个充电过程一直保持在谐振频率点附近，实现了最高效率点追踪，不但提高了变换器的重载效率，也提高了变换器的轻载效率。不过这种方法也有存在一些问题：首先，apfc电路需采用能升降压的拓扑，当apfc工作在降价模式时，总谐波失真(totalharmonicdistortion，thd)会增大；第二，这种方案不适合输入为直流的应用场合，例如光伏系统中的应用；第三，直流母线上一般都有较大的滤波电容，电容端电压变化慢，因此输出电压的动态响应速度慢。

发明专利《基于ipos直流升压的光伏汇集接入系统协调控制方法》(申请公布号：cn107634541a)中虽然也采用了ipos直流升压全桥隔离dc/dc子模块，但其是由多个完全相同的变换器模块组成的ipos电源，且控制方式为最大功率追踪，而不是最高效率追踪。

针对上述设计难题，本发明给出了一种具有最高效率点追踪的ipos直流充电电源，既能实现宽输出电压调节范围，同时又能保持电源系统工作在最高效率，特别适用于类似电动汽车充电桩之类的直流充电电源应用。

技术实现要素：

本发明为克服现有技术中的缺陷，提供了一种追踪最高效率点的ipos直流充电电源，既能实现宽输出电压调节范围，同时又能保持电源系统工作在最高效率点。具体采用如下技术方案：

一种追踪最高效率点的ipos直流充电电源，包括一个pwm型变换器和一个llc谐振型变换器，所述pwm型变换器和llc谐振型变换器输入端并联，输出端串联，所述pwm型变换器的电压反馈信号取自ipos直流充电电源总的输出电压，所述llc谐振型变换器通过pwm型变换器追踪总输出电压的变化而实现最高效率点追踪，由于所述llc谐振型变换器工作在最高效率点且其传输的功率在整个直流充电电源中的占比很大，从而实现了ipos充电电源整机最高效率点的追踪。

具体地，所述pwm型变换器为脉冲频率固定，脉冲宽度可以调节的直流-直流变换器，例如半桥结构、移相全桥结构等，所述llc型谐振变换器为脉冲宽度固定，脉冲频率可以调节的直流直流变换器，例如半桥llc拓扑、全桥llc拓扑或错相并联llc拓扑等。

具体地，所述pwm型变换器取ipos直流充电电源总的输出电压vo作为反馈信号，通过调节pwm驱动波形的占空比调节pwm型变换器的输出电压vo1，使得llc谐振型变换器的输出电压vo2始终保持恒定值，因此llc谐振型变换器的工作频率可以设置在单位电压增益点(谐振频率点处)，即最高效率点处。

具体地，所述一种追踪最高效率点的ipos直流充电电源，其输出端电压的关系为：

vo＝vo1-vo2

式中vo1为pwm型变换器的输出电压，其变化范围为0～(vbat-max-vbat-norm)，vbat-max为充电过程中电池端电压的最高值，vbat-norm为电池亏电状态下的空置端电压值；式中vo2为llc谐振直流-直流变换器的输出电压，为一个恒定电压值，等于vbat-norm：

vo2＝vbat-norm

具体地，所述一种追踪最高效率点的ipos直流充电电源，pwm型变换器的输出电压vo1和llc谐振型变换器的输出电压vo2满足：

vo1＜＜vo2

具体地，所述一种追踪最高效率点的ipos直流充电电源，其输出功率的分流图见图4，其总效率表达式为：

pin＝pin1+pin2

式中，po为总的输出功率，pin为总的输入功率，ηpwm为pwm型变换器的电能转换效率，ηllc为llc谐振型变换器的电能转换效率，pin1为pwm型变换器的输入功率，pin2为llc谐振型变换器的输入功率。由于pwm型变换器追踪总输出电压的变化而变化，因此llc谐振型变换器始终追踪最高效率点工作，其效率ηllc始终保持在最高值。

由于pwm型变换器和llc谐振型变换器的输出电流相等，等于iops直流充电电源的输出电流io，因此ipos直流充电电源的总效率表达式也可表示为：

充电初期，pwm型变换器工作在小占空比状态，效率ηpwm较低，但是pwm型变换器输出电压vo1较小，在整个ipos直流充电电源的功率传递中占比也很小，而llc谐振型变换器则工作在最高效率点，因此即使在传统llc谐振变换充电电源效率偏低的充电初期，本发明仍然能获得接近最高效率值的效率表现。

随着充电的进行，pwm型变换器输出电压vo1逐渐升高，pwm波形的占空比也逐渐增大，pwm型变换器的效率也逐渐增大，而llc谐振型变换器仍然保持工作在最高效率点，ipos直流充电电源可以达到最高效率。

综上所述，llc谐振型变换器的输出电压要远高于pwm型变换器，因此始终工作在最高效率点的llc谐振型变换在总效率中的占比远大于pwm型变换器，而pwm型变换器追踪输出电压变化又保证了llc谐振变换器能够能始终工作在最高效率点。

本发明的有益效果是：本发明所提出的ipos直流充电电源在整个充电过程，无论是充电初期还是中后期，都有明显优于传统llc谐振变换充电电源的效率优势。

附图说明

图1为本发明实施例一种追踪最高效率点的ipos直流充电电源的结构框图；

图2为本发明实施例充电过程中电池负载端电压、电流变化曲线图；

图3为本发明实施例一种追踪最高效率点的ipos直流充电电源原理说明示意图；

图4为本发明实施例两个变换器之间功率和效率分配示意图。

具体实施方式：

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

如图1所示，一种追踪最高效率点的ipos直流充电电源，包括一个pwm型直流/直流变换器和一个llc谐振型直流-直流变换器，这两个变换器输入端并联，输出端串联。

如图2所示，为阀控式免维护铅酸蓄电池充电过程中电压电流曲线，充电前期采用变电流恒流充电，随着充电的进行，电池端电压非线性上升，当电压达到电池限制电压时，减小充电电流继续以恒流方式充电，直到充电电流小于一定值，在电池端电压达到限制电压时充电模式转为恒压充电，充电电流非线性减小，当充电电流减小到设定的最小值，充电模式又转为限时涓流充电(小电流恒流充)。整个充电过程电池的端电压变化范围占比为：

以阀控式免维护铅酸蓄电池为例，就单节阀控式免维护铅酸蓄电池而言，电池端电压在2伏到2.45伏范围变动，电池的端电压变化范围占比18.4％。

锂电池的充电电压电流曲线也与此类似，通常的单节锂离子电池充电过程，电池电压变动范围从3.6伏到4.2伏变动，电池端电压的变化范围占比为14.3％。

由多节电池单体串联构成的高电压电池组，其电池端电压的变化范围占比不变，因此，图3给出了本发明的实现原理，pwm型变换器输出电压对应了电池组的端电压变化范围，llc谐振型变换器的输出电压对应了电池组的恒定电压部分。由前分析和图3可知，电池组的恒定电压部分的占比要远大于电池端电压的变化部分，例如阀控式免维护铅酸蓄电池恒定电压部分的占比为(1-d)＝81.6％，锂离子电池恒定电压部分的占比为(1-d)＝85.7％；又由于两个变换器串联，其输出电流相等，因此，llc谐振型变换器的功率要远大于pwm型变换器。

图4给出了本发明中的ipos直流充电电源能量与效率分配的关系图，由图4可知，ipos直流充电电源总效率与两个组成部分的变换器效率之间的关系如下：

pwm型变换器的输出电压随电池端电压的变换而变化，使得llc谐振变换的端电压恒定，从而使llc谐振型变换始终工作在谐振频率点，而谐振频率点是llc谐振变换器的最高效率点。

pwm型变换器的效率与占空比有关，小占空比情况下环流损耗大，因此在充电初期，pwm型变换器输出电压低，占空比小，效率低，但此时pwm型变换器传递的能量在总的传递能量中占比很小，因此由两个变换器构成的ipos直流充电电源的总效率表达式可知，总效率接近llc谐振变换器的效率，接近最高效率点。

而随着充电的进行，pwm型变换器的输出电压逐渐上升，占空比增大，其传递的能量在总传递能量中的占比也逐渐增大，但pwm型变换器的效率也随之增大，总效率依然接近llc谐振型变换器的效率，达到最高效率点。

由于llc谐振型变换输出电压恒定，可以将llc型谐振变换器的直流电压增益设定在单位增益点上，llc谐振变压器的初级与次级绕组匝比为：

式中，vin为电源的输入直流电压，vd为次级整流二极管的导通压降，半桥llc谐振变换器k＝2，全桥llc谐振变换器k＝1.

以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。