一种载波层叠脉宽调制下模块化多电平变换器的低频环流抑制方法与流程

本发明属于高压大功率电力电子技术领域，主要涉及一种载波层叠脉宽调制下模块化多电平逆变器的低频环流抑制方法。

背景技术：

近年来，模块化多电平变换器凭借其模块化、可拓展性、冗余化，可直接接入高压直流电，并且能够利用公共直流侧灵活交换功率而不影响交流系统等一系列优点，得到了业界和学术界的广泛关注。因此，模块化多电平变换器除了可以应用于高压直流输电系统之外，还适用于中高压电机驱动和中压有源滤波等场合。

在这些应用场合中，模块化多电平变换器各桥臂含有单元模块数量通常不超过20个，因此为了获得更为理想的交流输出电压谐波性能，需采用基于载波的调制策略。其中，基于载波层叠法的脉宽调制技术采用一个调制信号和多个上下排列的载波比较得到开关信号，其与载波移相法相比具有更好的线电压输出谐波性能。然而，如果对上、下桥臂分别采用载波层叠脉宽调制技术，其相桥臂输出电压将不再具备载波层叠调制特有的谐波输出特性，因而为了解决这一问题，应将每一相桥臂作为一个整体进行载波层叠调制，这种方法也被称之为模块化多电平变换器的最优载波层叠调制方法。

然而，当这一最优调制方法应用于模块化多电平变换器时，由于其对低频环流的影响在调制信号中无法体现，传统的基于子模块调制信号修正的低频环流抑制策略将不再适用，而必须对最终的脉冲分配环节进行重新设计，使其具有低频环流抑制能力。这也就要求，所需的脉冲分配环节需同时满足以下要求：(1)单元模块开关动作均匀化；(2)单元模块总开关动作次数最小化；(3)将环流控制在基准值附近等三个条件。

与此同时，这种具有环流抑制能力的脉冲分配环节还需进一步考虑冗余状态强制切换对单元模块开关频率、窄脉冲和单元模块电容电压平衡的影响。因此需要设计一种载波层叠调制下的模块化多电平变换器的脉冲分配方法，使其具有低频环流抑制能力，以提高装置在中低压场合运行性能。

技术实现要素：

发明目的：为解决现有技术中的上述问题，本发明提供一种载波层叠脉宽调制下模块化多电平变换器的低频环流抑制方法。

技术方案：本发明的载波层叠脉宽调制下模块化多电平变换器的低频环流抑制方法包括以下步骤：

(1)分析得到桥臂单元模块数为n的模块化多电平变换器的所有不同开关状态组合，保留所有使环流无变化和变化率△i为u/2l的开关状态组合，去除所有其他冗余开关状态组合，其中，u为单元模块电容电压值，l为桥臂电感值；

(2)建立模块化多电平变换器的原始状态机型脉冲分配器，保证各模块单元脉冲分配的均匀化和总开关动作数的最小化；根据共模开关函数分析各个选定开关组合对环流的影响，使得环流的变化趋势始终满足不变―降低―不变―增大这一交错规律；

(3)选定当前对环流变化无影响的电平，在该电平所在的载波峰值或谷值检测主电路中环流的实时值大小，并根据环流值大小和原始状态机的下一开关状态组合确定状态选择路径；

(4)对一个基波周期的模块单元开关动作改变规律进行分析、计算，在满足各模块单元电容一个基波周期内的累计充放电电流为零的前提下实时调节环流的限制带宽大小，或适当增加模块单元的开关频率，以同时满足单元模块电容电压平衡和环流按需抑制这两个目标。

进一步地，步骤(1)中，使环流无变化是指：模块化多电平变换器各相上、下桥臂导通的单元模块数加起来等于n，若不考虑电容电压的波动其桥臂电感上总压降为零；使环流变化率△i为u/2l指单元模块数总数等于n+1或者n－1，其中单元模块数总数为n+1代表电流下降，为n－1代表电流上升。

进一步地，步骤(2)中原始状态机总共有2n+1个目标电平，且每个目标电平均有2n个可选冗余状态；每次目标电平变化时有且仅有一个单元模块发生动作。

进一步地，步骤(3)中，根据环流值大小和原始状态机的下一开关状态组合确定状态选择路径包括：若环流值满足条件(a)至条件(c)之一，则状态选择路径按照原始状态机的既定路径进行：(a)环流检测值未超过其设定的上限值和下限值；(b)环流检测值大于其设定的上限值，但原始状态机的下一开关状态组合将使该环流值减小；(c)环流检测值小于其设定的下限值，但原始状态机的下一开关状态组合将使该环流值增大；若环流值满足条件(d)至条件(e)之一，则状态选择路径将对原始状态机进行改进，将原始状态机的下一开关状态组合强制切换为其同一电平下的相邻开关组合状态：(d)环流检测值大于其设定的上限值，且原始状态机的下一开关状态组合将使该环流值继续增大；(e)环流检测值小于其设定的下限值，且原始状态机的下一开关状态组合将使该环流值继续减小。

进一步地，步骤(4)中，环流设定值的大小根据单元模块电容值、桥臂电感值确定：若电容值、电感值较小，环流设定值需相应增大；若电容值、电感值较大，环流设定值应相应减小。

有益效果：相对于现有技术，本发明对模块化多电平变换器利用脉冲分配思想使得电平化后的调制信号遍历状态机中的所有路径，且在各个电平变化时有且仅有一个子模块进行开关动作，最大限度地降低了子模块的开关动作频率，保证了开关动作的均匀化。同时，无需电压排序等主动平衡算法，无需子模块直流电压传感器，大大简化了硬件设计；状态机的变化路径使得环流的变化总是按照维持不变→增加→维持不变→减少的规律交错进行，保证了环流中不会出现较大的尖峰纹波；除此之外，该状态机能够进行状态强制切换，将环流始终控制在基准值附近，达到抑制低频环流的目的，同时减小的环流量也进一步减小了单元模块直流电压纹波，以期获得更好的输出电压波形。故此，本发明能够在保证输出电压严格等于目标波形的前提下通过脉冲分配器控制低频环流，最大程度地减少单元模块开关电流应力的大小；在控制低频环流的同时，亦能保证开关动作总次数的最小化和均匀化，从而维持单元模块电容电压平衡这一重要特性。

附图说明

图1是五电平模块化多电平变换器mmc拓扑图；

图2是低频环流抑制方法流程图；

图3是五电平mmc开关状态组合及其对环流的影响；

图4是五电平mmc状态机脉冲分配器；

图5(a)和5(b)分别是未使用和使用本发明所提方法的环流抑制效果示意图；

图6(a)和6(b)分别是未采用和采用本发明低频环流抑制方法的环流波形图。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施例，进一步说明本发明的具体实施方式。

图1是本发明所用的五电平模块化多电平变换器单相拓扑的系统结构图与模块单元结构图。该单相拓扑由上、下两个桥臂构成，每个桥臂内含n个子模块，每个子模块的开关函数为σjn(其中，j为上下桥臂的代码，j＝u代表上桥臂，j＝l代表下桥臂，n为桥臂内的模块单元序号，取值范围为1到n的正整数)，模块单元电容两端电压大小为u，上、下桥臂各含一个限流电感，其值为l。上、下桥臂电感中点外接交流系统，而上、下桥臂最外侧外接直流系统。

结合该五电平拓扑结构，如图2所示，本发明的载波层叠脉宽调制下模块化多电平变换器的低频环流抑制方法具体包括如下步骤：

步骤一：分析五电平模块化多电平变换器的所有不同开关状态组合，列出如图3所示的五电平拓扑的所有开关组合状态，且只保留所有使环流无变化和变化率△i＝u/2l(u为单元模块电容电压值，l为桥臂电感值)的开关状态组合。

其中，使环流无变化是指：模块化多电平变换器各相上、下桥臂导通的单元模块数加起来等于n，若不考虑电容电压的波动其桥臂电感上总压降为零。使环流有变化是指：上、下桥臂导通的单元模块数加起来不等于n。使环流变化率△i为u/2l指单元模块数总数等于n+1或者n－1，其中单元模块数总数为n+1代表电流下降，为n－1代表电流上升。具体分析过程如下：

1、为了更好地列出状态机，使状态里不包括字母u和l，将上、下桥臂单元模块的开关函数顺序重新定义为：

σl1→σ4，σl2→σ2，σu1→1-σ1，σu2→1-σ3

其中，下桥臂第一个单元开关函数处于第四位(最高位)，上桥臂第二个单元开关函数的非值处于第三位，下桥臂第二个单元的开关函数处于第二位，上桥臂第一个开关函数的非值处于第一位(最低位)，由此冗余状态的更迭仅需对其开关组合状态进行左移或右移操作即可；

2、定义变量h表示由开关函数σ4σ3σ2σ1构成的组合状态，其下标表示该组合状态的十六进制数值；

3、将目标电平分成五个电平等级，即l1、l2、l3、l4、l5，电平阶梯跨度为1；

4、模块化多电平变换器的共模电压为上、下桥臂输出电压中的共模分量，其表达式为：

5、忽略子模块电容电压纹波对共模电压的影响，当子模块电容值足够大时，

直流电压近似为恒值u，则共模电压用共模开关函数表示为：

由此，在任意开关时刻环流的变化规律满足：

6、根据上式计算得到使环流变化规律满足△i＝±u/2的所有开关状态组合：以相桥臂共有4个单元模块的系统为例，桥臂总导通3个单元模块或导通1个单元模块时符合△i＝±u/2这一要求，其中前者使环流减小，后者使环流增加。

如图3所示，五电平2n+1型模块化多电平变换器共有16个不同的开关状态组合。为了减小环流开关纹波，在选取冗余状态的时候忽略使得环流变化率最高的开关状态h5和ha，只保留14个开关状态作为状态机编码器的冗余状态。在各个电平等级内开关组合满足环形左移的规律，在l2和l4电平状态，每次环形左移运算一次环流的变化就反向一次，而在l1、l3、l5电平等级的冗余状态中，共模电流的大小保持恒定。

步骤二：根据步骤一中得到的所有满足要求的开关状态组合，建立图4所示的五电平模块化多电平变换器的原始状态机型脉冲分配器。该五电平状态机的基本特征及设计思想为：

1、有20个基本状态。

2、状态切换方式共计32种，其中，最低和最高电平仍补足4个基本状态。

3、对开关状态组合表划分电平区域，将相邻的两个电平等级划分为一个电平带。五电平变换器具有l1至l5五个电平，可划分为四个电平带，分别为(1)l5-l4电平带；(2)l4-l3电平带；(3)l3-l2电平带；(4)l2-l1电平带。

4、选择冗余状态，主要包括如下几个子步骤：

4.1、l1和l5电平等级只有一个状态实现。

4.2、l2和l4电平等级分别有4个冗余状态。其中l2的冗余状态分别为0001(h1)，0010(h2)，0100(h4)，1000(h8)，有且只有一个输出正逻辑；l4的冗余状态分别为0111(h7)，1011(hb)，1101(hd)，1110(he)，有且只有一个输出负逻辑。为了保证子模块之间的开关动作次数和功率平衡，这两个电平等级的所有冗余状态必须全部投入使用。

4.3、l3电平等级由于四个开关函数可以有任意两个输出正逻辑，因而有6个冗余状态，分别为0011(h3)，0101(h5)，0110(h6)，1001(h9)，1010(ha)，1100(hc)，为了避免对环流的过大改变，只需选取其中四个作为冗余状态，即h3，h6，hc，h9，满足左移规律。

5、将冗余状态进行排序，主要包括如下几个子步骤：

5.1、一个电平带中两个电平等级相互切换需满足两个条件，即(1)电平等级切换时有且只有一个模块单元动作；(2)刚动作完的模块单元需等到该电平带的其他所有单元都有相同的动作之后，方可再次动作。

5.2、依据左移规律将l2,l3,l4电平等级内的冗余状态进行排列，即h1→h2→h4→h8，h3→h6→hc→h9，h7→he→hd→hb。

5.3、根据5.1所述相邻电平等级的切换要求，各电平带内的状态变化满足

①l5-l4电平带

h7→hf→he→hf→hd→hf→hb→hf→h7；

②l4-l3电平带

h3→h7→h6→he→hc→hd→h9→hb→h3；

③l3-l2电平带

h1→h3→h2→h6→h4→hc→h8→h9→h1；

④l2-l1电平带

h0→h1→h0→h2→h0→h4→h0→h8→h0。

本发明中的状态机脉冲分配器路径保证了在电平等级发生变化时有且只有一个子模块动作。例如当前状态为h3,若电平等级从l3向l4转移，此时状态变化为h3→h7，这个过程中有且仅有开关σ3动作，其余均保持不变，最大限度地降低了子模块的开关频率，同时保证了开关动作的均匀化。为了让状态机遍历特性最好，对五电平模块化多电平变换器采用载波层叠脉宽调制策略。另外，由图4状态机的变化路径可知：环流的变化总是按照不变—增加—不变—减少的规律依次进行的，抑制了环流中的尖峰纹波。值得注意的是，由图4状态机的路径可知，在l2和l4电平等级中开关冗余状态使得环流交替增减。

步骤三：为了利用环流的这种变化将其稳定在指令值附近，提出低频环流抑制策略，根据图2所述流程图对环流在特定时刻进行方向切换，对l2、l4电平等级采用低频环流控制策略。具体子步骤为：

1、在l1、l3、l5的载波峰值或谷值时刻对环流进行采样；

2、判断该采样环流值是否大于基准值的上边界或小于下边界；

2.1、若大于上边界，继续判断下一开关组合状态是否使共模电流继续增大；

①若实际环流值大于基准值上边界，且下一状态使共模电流继续增加，则强制状态机跳到该电平等级中紧挨该状态的下一个状态使环流减小来接近基准值；

②若实际环流值大于基准值上边界，且当前状态共模电流不再继续增加，则保持状态机中该状态；

2.2、若小于下边界，继续判断下一开关组合状态是否使共模电流继续减小；

①若实际环流值小于基准值下边界，且下一状态使共模电流继续减小，则强制状态机跳到该电平等级中紧挨该状态的下一个状态使环流增加来接近基准值；

②若实际环流值小于基准值下边界，且当前状态共模电流不再继续减小，则保持状态机中该状态；

3、若环流实际值在基准值上下边界范围内，则保持状态机中该状态。

下面以图5为例对本发明所提低频环流抑制策略进行更进一步的详细说明：

图5(a)为在载波层叠脉宽调制策略下环流的采样时刻以及状态切换可能的时刻，其中对环流状态无影响的电平等级l1、l3、l5在载波峰值或谷值时刻作为环流采样时刻。而可能的状态强制切换时刻为紧挨该采样时刻的下一个电平切换时刻，但状态是否强制切换取决于当前环流的采样值大小，直流环流指令值以及下一状态对环流的改变方向，结合本发明所提低频环流抑制方法。图5(b)为低频环流优化控制示意图，由于单元模块电容值较小会在原本环流应保持不变的状态下有较大的二倍频的低频环流，并偏离指令值较远。若此时采样所得环流低于指令值下边界且该状态继续使环流减小，则启用低频环流抑制方法，强制环流进入l4电平等级的下一个冗余状态，即对环流进行强制反向控制，接近指令值，从而达到抑制低频环流的目的，同时也能够在一定程度上减小电容电压纹波。图6(a)为未采用本发明的模块化多电平环流波形图，此时环流的正向最大值达到了20a，而反向最大值则达到了-10a，环流纹波达到了30a。图6(b)为采用本发明低频环流抑制策略后的环流波形图，此时环流的正向最大值缩减至约8a，反向最大值缩减至约-3a，环流纹波被从原来的30a抑制到了约11a，大大减少了桥臂开关器件的电流应力，降低了装置损耗。

步骤四：对一个基波周期的模块单元开关动作改变规律进行分析、计算，在满足各模块单元电容一个基波周期内的累计充放电电流为零的前提下实时调节环流的限制带宽大小，或适当增加模块单元的开关频率，以同时满足单元模块电容电压平衡和环流按需抑制这两个目标。