一种两级式AC/DC变换器的模型参考自适应控制方法与流程

本发明涉及两级式ac/dc变换器控制方法，尤其适用于一种宽范围、高精度、快响应及强鲁棒输出的两级式ac/dc变换器模型参考自适应控制方法。

背景技术：

近年来，两级式ac/dc变换器因具有高功率因数、低谐波失真度、宽调压范围等优点在中高功率场合应用广泛，如功率放大器、电网模拟器、电池充电器等。考虑到系统参数摄动及负载变化，该类应用场合通常需要宽范围、高精度、响应快、强鲁棒的可调直流电压。

目前两级式ac/dc变换器主要是有前级整流和后级调压两部分。前级afe整流器提供稳定的直流电压，并实现网侧电流高功率因数、低电流谐波含量；后级psfbdc/dc变换器，高频变压器实现电气隔离，通过改变占空比可实现输出电压的连续调节，工作频率高，体积小，效率高。

afe整流器作为一个多输入多输出强耦合的非线性系统，当前工程应用最多的控制策略是基于pi控制的电压电流双闭环控制，为实现内环电流的无差调节，要将三相交流电流转换成dq旋转坐标系下的直流量，但由此也带来无法实现电流的精确解耦问题，导致控制性能变差。在三相静止坐标系下的电流控制主要有固定开关频率电流控制(cff)、滞环电流控制(hc)、比例谐振控制(prc)、重复控制(rpc)等。cff结构简单，物理意义明确，开关频率固定，但无法实现电流的无静差调节，且控制性能与开关频率有关，开关频率下降，电流动态响应变慢，电流跟踪偏差增大，控制性能及系统稳定性对系统参数以及负载变化较敏感。hc电流动态响应较快，电流跟踪偏差固定，但开关频率随指令电流的变化率的变化而波动，且不易于滤波电感的设计。prc直接控制交流量，可实现对正弦信号的无静差跟踪，但引入了180°的相角滞后，不利于系统的动态性能和稳定性。rpc基于内膜原理对正弦信号实现渐进跟踪，但动态响应速度慢，需要和其他控制器复合使用。

当前对psfb变换器控制策略的研究多基于小信号模型，通过对变换器的状态空间周期平均化模型在某一稳定工作点做小信号扰动分离，获得线性化的小信号模型。基于平均电流的电压电流双闭环控制，比电压单环控制具有更好的动静态性能，但这种特定工作点线性化的控制策略在系统工作点或参数变化时不具备强鲁棒性。综上，传统的线性定常电流控制策略对模型依赖程度高，在稳定性、稳态精度、响应速度及参数鲁棒性上或多或少存在不足。

技术实现要素：

本发明所要解决的技术问题是，针对现有技术不足，提供一种两级式ac/dc变换器的模型参考自适应控制方法，解决传统的线性定常控制策略对模型依赖程度高问题，提高系统控制性能和参数鲁棒性，保证在系统参数摄动和工况变化下仍能维持两级式ac/dc变换器网侧电流高功率因数、低谐波含量，直流输出电压宽范围、高精度及快响应。

为解决上述技术问题，本发明所采用的技术方案是：一种两级式ac/dc变换器的模型参考自适应控制方法，两级式ac/dc变换器包括前级afe整流器和与所述前级afe整流器连接的后级psfbdc/dc变换器；包括以下步骤：

1)采样前级afe整流器直流侧电容电压ug，通过直流电压平方外环控制单元得到内环电流给定值的幅值i^*；

2)将i^*与由电网同步单元产生的三相对称的单位正弦信号相乘，得到内环电流给定值

3)采样网侧电流ia、ib、ic，将一起送入内环电流模型参考自适应控制器，从而得到调制电压的模型参考自适应控制分量va、vb、vc；

4)采样电网电压ea、eb、ec，并将其乘以载波电压峰峰值2ut后除以采样后直流侧电容电压ug，得到前馈补偿电压vfa、vfb、vfc；

5)将vfa、vfb、vfc对应减去va、vb、vc得到前级afe整流器调制电压uma、umb、umc；

6)采用脉冲宽度调制得到驱动前级afe整流器桥臂功率器件的控制信号sa、sb、sc；采样负载侧直流电压uo，并与其给定值一起送入电压模型参考自适应控制器，从而得到psfb变换器占空比d；采用移向调制得到驱动后级psfbdc/dc变换器桥臂的功率器件的控制信号s1、s2。

步骤1)的具体实现过程包括：

1)利用前级afe整流器直流侧电压传感器，通过a/d转换采样得到直流侧电容电压ug并作平方运算得到电容电压给定值

2)将电容电压给定值做平方后减去再经过pi调节器gpi(s)得到内环电流幅值的给定值i^*；其中，其中，e为电网相电压幅值，c为前级afe整流器直流侧稳压电容，re为后级psfbdc/dc变换器等效电阻，ω为电网电压基波频率，t为内环电流模型参考自适应控制的参考模型时间常数。

步骤2)的具体实现过程包括：

1)利用锁相环pll获得电网电压a相相位θs，加上滞后补偿相角θ后得到内环电流给定值a相相位θa，θa减去2π/3后得到内环电流给定值b相相位θb，θb加上4π/3后得到内环电流给定值c相相位θc；其中，θ＝arctanωt；

ω为电网电压基波频率；

2)将θa、θb、θc正弦化之后乘以由i^*，从而得到内环电流给定值

步骤3)中，x＝a,b,c；其中λ1、λ2为正实常数。

步骤6)中，其中，ξ为参考模型的阻尼比；ωn为参考模型的自然频率，η1、η2、η3和η4为正实常数；m为辅助滤波器的滤波常数。

与现有技术相比，本发明所具有的有益效果为：本发明前级afe整流器采用双闭环控制，电压外环平方控制以afe整流器直流侧电容电压平方为控制量，其线性关系增强了系统的抗干扰性；内环电流采用基于lyapunov稳定性理论的模型参考自适应控制策略，模型参考自适应控制实时调整控制器参数，在系统参数摄动时也能实现对正弦信号的无静差跟踪，鲁棒性强；该策略以一阶环节为参考模型，控制器结构简单，仅有2个调节参数；基于lyapunov稳定性理论设计，能在系统参数变化时始终维持系统稳定，通用性强；开关频率固定，便于网侧滤波电感设计，且有利于限制开关器件损耗。后级psfb变换器，将输入电压扰动进行无源等效，实现了状态空间平均方程全局线性化；设计了基于lyapunov稳定性理论的模型参考自适应电压控制策略，与传统双环控制相比，减少了控制器及传感器的个数；通过参考模型的设计，实现了输出直流电压的动静态特性的精准控制。本发明能够显著提高系统的鲁棒性，提升系统的控制性能。

附图说明

图1为本发明的两级式ac/dc变换器模型参考自适应控制结构图；

图2为本发明的两级式ac/dc变换器结构图；

图3为本发明的afe整流器内环电流模型参考自适应控制vx分量控制框图；

图4为本发明的afe整流器电压平方外环控制框图；

图5为本发明的两级式ac/dc变换器不同负载时仿真波形；其中，(a)网侧a相电流及局部放大；(b)aef整流器直流侧输出电压；(c)末端直流侧输出电压；

图6为本发明的两级式ac/dc变换器不同输出直流电压时仿真波形；(a)网侧a相电流及局部放大；(b)aef整流器直流侧输出电压；(c)末端直流侧输出电压；

其中，1.外环直流电压平方控制单元；2.电网同步单元；3.内环电流模型参考自适应控制器；4.前馈电压获取单元；5.脉冲宽度调制发生器；6.电压模型参考自适应控制器；7.移向调制单元。

具体实施方式

两级式ac/dc变换器结构如附图2所示。两级式ac/dc变换器包括前级afe整流器和后级psfbdc/dc变换器。其中，ek为网侧相电压(k＝a,b,c，下同)，ik为网侧线电流，sk为afe整流器的单极性二值逻辑开关函数，ug、ig为afe整流器直流侧输出电压、电流，uo、io、if为后级psfb变换器直流输出电压、负载电流、滤波电感电流，r、l为网侧升压电感的等效电阻和电感，c为afe整流器直流侧稳压电容，n、lr为变压器副原边匝数比、原边漏电感，lf、cf为输出滤波电感、电容。

前级afe整流器的开关函数数学模型为：

令三角载波峰峰值为2ut，忽略开关函数中的高频分量，下桥臂调制波与开关函数满足：

带入(1)式可得

调制波为两个部分，前项由内环电流模型参考自适应控制器给出，后项为电网电压波动的前馈补偿，

内环电流为一阶对象，参考模型也取一阶为：

式中：iam为参考模型输出；ω为交流电压基波频率；t为参考模型时间常数。参考模型带来的相角的滞后要在内环电流设定值相角中加以补偿，补偿相角θ为

θ＝arctanωt(6)

对于一阶系统，2个控制器参数即可满足模型参考自适应控制自由度的要求，内环电流模型参考自适应控制器输出满足

式中：g1、g2为控制器前馈、反馈自适应系数，通过调节g1、g2使电流ik跟踪参考模型输出ikm。

由lyapunov稳定性理论计算可得自适应律应满足

式中：λ1、λ2为正实常数。

附图3为afe整流器内环电流模型参考自适应控制vx分量控制框图。g1、g2会根据电流给定值电流实际值ik以及电流实际值与参考模型输出值的偏差ik-ikm而不断变化，直到ik-ikm趋近于0。

附图4为afe整流器电压平方外环控制框图，假设afe整流器工作在单位功率因数状态且后级psfb变换器的控制效果很好，则系统后级可近似为纯电阻负载。忽略电阻r，由功率平衡可得到内环电流幅值的传递函数为：

式中：e电网电压幅值，re为后级等效电阻。

图中gpi(s)为电压平方外环pi控制器传递函数，具体为：

传递函数用pi控制器零点抵消afe整流器的极点，按典型ι型系统整定，取阻尼比为0.8，求解可得

后级psfb变换器本质为buck电路，其在连续电流工作模式下的状态空间平均方程为

式中：deff为psfb变换器二次侧有效占空比。

考虑到占空比丢失，式(12)化为

式中：d为psfb变换器一次侧占空比，rd满足

rd＝4n²lrfs(14)

由(13)式可得系统为二阶系统，参考模型取：

式中：ξ、ωn为参考模型的阻尼比和自然频率，根据期望的系统超调量确定阻尼比ξ，根据期望的系统调节时间确定ξωn，进而确定ωn。

为保证模型参考自适应控制器足够的自由度，引入的辅助信号w1、w2：

式中：m为滤波器参数。

为保证系统增广的误差状态方程可使用lyapunov稳定性理论而求得自适应率，模型参考自适应控制器结构为：

式中：

由lyapunov稳定性理论可得自适应律满足

式中：η1、η2、η3和η4为正实常数。

在matlab/simulink中进行仿真研究，验证本发明所提拓扑及控制方法的的正确性。ac/dc变换器先空载启动使末末端输出直流电压稳定在给定值(400v)，0.2s时投入负载电阻30ω，0.6s时负载电阻由30ω突变为15ω，仿真结果如附图5所示。图5的(a)为网侧a相电流及其局部放大，图5的(b)为afe直流侧输出电压，图5的(c)为ac/dc变换器末端输出直流电压。由图可知，0.2s由空载到投入负载后，前级afe整流器，直流侧电压跌落约5.8v，在40ms左右恢复，网侧电流为单位功率因数的正弦波，约在30ms内跟踪上给定值，稳态总谐波含量约为0.64％，末端直流输出电压基本无动态调节过程，只是纹波略有增大(纹波峰值由0.1v变成0.3v)。0.6s负载突增后，前级afe整流器，直流侧电压跌落约5v，约在25ms左右恢复，网侧电流为单位功率因数的正弦波，约在20ms内跟踪上给定值，稳态总谐波含量约为0.96％，末端直流输出电压仍基本无动态调节过程，只是纹波略有增大(纹波峰值由0.3v变成0.5v)。以上分析说明psfb变换器采用本发明所提的mrac控制策略后，当输入电压和负载在一定范围内偏离测量值时，也能很好的跟踪模型参考，鲁棒性强。

为验证本发明所提拓扑及控制方法的宽调压性能，先使末端直流输出电压稳定在300v，保证系统其他参数不变，在0.4s时改指令值为200v，在0.8s时改指令值为400v。仿真结果如附图6所示。图6的(a)为网侧a相电流其局部放大，图6的(b)为aef整流器直流侧输出电压，图6的(c)为ac/dc变换器末端输出直流电压。由图可知，在0.4s后末端输出电压的减少导致输出功率的减少，前级aef整流器直流侧电压出现短暂抬升(约为2v)，大约经过20ms恢复，网侧电流为单位功率因数的正弦波，约在10ms内跟踪上给定值，稳态总谐波含量约为1.3％，调节时间为9ms，超调量为1.5％，严格满足参考模型的设计要求；在0.6s后，前级aef整流器直流侧电压出现短暂下降，大约经过25ms恢复，网侧电流为单位功率因数的正弦波，约在20ms内跟踪上给定值，稳态总谐波含量约为1.7％，末端直流电压调节时间为9ms，超调量为1.5％，严格满足参考模型的设计要求。由以上分析可知本发明所提两级式ac/dc变换器的模型参考自适应控制方法可在系统参数摄动和工况变化下变换器网侧电流高功率因数、低谐波含量，直流输出电压宽范围、高精度及快响应。