控制电路和开关变换器的制作方法

本发明涉及电力电子技术，具体涉及一种控制电路和应用其的开关变换器。

背景技术：

以固定导通时间(constantontime，cot)方式控制的开关变换器不仅可以维持稳态时开关频率近似不变，而且在输出负载跳变时具有瞬时改变占空比的能力。这使得这类开关变换器具有更好的动态响应特性。在这种控制方式中，产生导通时间的基准信号以及斜坡信号的电流源可以有两种不同的配置方式。一种是将电流源配置为固定值的独立电流源，另外一种是将电流源配置为受控于输入电压的受控电流源。在基准信号或斜坡信号中引入输入电压相关信息使得电路可以快速响应于输入电压的跳变而变化。但是，对于开关周期(也即开关频率)可调的固定导通时间控制电路，不能以现有的方式直接引入输入电压，这使得可调频的固定导通时间控制电路难以具有较快的响应速度。

技术实现要素：

有鉴于此，本发明提供一种控制电路和开关变换器，以使得开关变换器在开关周期可调的同时还可以对输入信号的跳变快速响应。

根据本发明的第一方面，提供一种控制电路，用于控制开关变换器的功率级电路，所述控制电路包括：

基准信号生成电路，用于生成跟随所述开关变换器的输出信号变化的基准信号；

斜坡信号生成电路，用于生成斜率跟随所述输入信号和调频信号变化的斜坡信号；以及

比较器，用于比较所述基准信号和斜坡信号生成第一控制信号，当所述斜坡信号达到所述基准信号时，所述第一控制信号控制所述功率级电路的主功率开关由第一状态切换至第二状态，以控制所述开关变换器的输出信号维持为稳定值，并使得所述主功率开关的开关频率与所述输入信号无关而跟随所述调频信号变化。

优选地，所述功率级电路为降压拓扑(buck)；

所述基准信号与所述输出信号以及所述主功率开关的开关控制信号的占空比成比例；

所述斜坡信号的峰值与所述输入信号、调频信号以及所述主功率开关处于所述第一状态的时间成比例。

优选地，所述基准信号生成电路包括：

第一受控电流源，用于生成与所述输入信号成比例的第一电流；

第一开关和第一电阻，串联在所述第一受控电流源的电流输出通路上，其中，所述第一开关与所述主功率开关同步进行状态切换；以及

滤波电路，用于对所述第一电阻两端电压进行滤波输出所述基准信号。

优选地，所述基准信号生成电路还包括：

第一乘法器，用于将所述第一电流乘以预定值后向第一开关和第一电阻构成的串联电路输出。

优选地，所述滤波电路包括：

第二电容，连接在滤波电路的输入端和接地端之间；

第二电阻，连接在滤波电路的输入端和输出端之间；以及

第三电容，连接在滤波电路的输出端和接地端之间。

优选地，所述斜坡信号生成电路包括：

第二受控电流源，用于生成与所述输入信号成比例的第二电流；

第二乘法器，设置在所述第二电流的输出通路上，用于对所述第二电流乘以表征调频信号的信号后输出；

第三电容和第二开关，并联连接在所述第二乘法器的输出端和接地端之间，其中，所述第二开关以与所述第一开关相反的方式进行状态切换以生成所述斜坡信号。

优选地，所述控制电路还包括：

调频信号生成电路，用于生成所述调频信号；

其中，所述调频信号生成电路包括：

晶体管，设置在电流通路上，用于产生所述调频信号；

第一误差放大器，输入基准信号和电流反馈信号，输出端连接到所述晶体管的栅极；以及

可调电阻，设置在电流通路上，两端电压作为电流反馈信号输入到第一误差放大器。

优选地，所述控制电路还包括：

第二控制信号生成电路，用于根据所述开关变换器的输出反馈信号和输出参考信号生成第二控制信号，

当所述输出反馈信号达到所述输出参考信号时，所述第二控制信号控制所述主功率开关由第二状态切换至第一状态

根据本发明的第二方面，提供一种开关变换器，包括：

功率级电路；以及，

如上所述的控制电路。

通过使得基准信号随输出信号变化，同时，使得斜坡信号的斜率随输入信号和调频信号变化，由此，可以同时将输入信号和调频信号引入到功率级电路的主功率开关关断时点的控制环路中，使得开关变换器在开关周期可调的同时还可以对输入信号的跳变快速响应。

附图说明

通过以下参照附图对本发明实施例的描述，本发明的上述以及其它目的、特征和优点将更为清楚，在附图中：

图1是根据第一对比例的开关变换器的局部电路示意图；

图2是根据第一对比例的开关变换器的工作波形图；

图3是根据第一对比例的开关变换器在输入电压跳变的情况下的工作波形图；

图4是根据现有技术的设置固定电流源的开关变换器在输入电压跳变的情况下的工作波形图；

图5是根据第二对比例的开关变换器的局部电路示意图；

图6是根据第二对比例的开关变换器的工作波形图；

图7是本发明实施例的开关变换器的局部电路示意图；

图8是本发明实施例的开关变换器的工作波形图；

图9是本发明实施例的开关变换器的控制电路的控制参量流图。

具体实施方式

以下基于实施例对本发明进行描述，但是本发明并不仅仅限于这些实施例。在下文对本发明的细节描述中，详尽描述了一些特定的细节部分。对本领域技术人员来说没有这些细节部分的描述也可以完全理解本发明。为了避免混淆本发明的实质，公知的方法、过程、流程、元件和电路并没有详细叙述。

此外，本领域普通技术人员应当理解，在此提供的附图都是为了说明的目的，并且附图不一定是按比例绘制的。

同时，应当理解，在以下的描述中，“电路”是指由至少一个元件或子电路通过电气连接或电磁连接构成的导电回路。当称元件或电路“连接到”另一元件或称元件/电路“连接在”两个节点之间时，它可以是直接耦接或连接到另一元件或者可以存在中间元件，元件之间的连接可以是物理上的、逻辑上的、或者其结合。相反，当称元件“直接耦接到”或“直接连接到”另一元件时，意味着两者不存在中间元件。

除非上下文明确要求，否则整个说明书和权利要求书中的“包括”、“包含”等类似词语应当解释为包含的含义而不是排他或穷举的含义；也就是说，是“包括但不限于”的含义。

在本发明的描述中，需要理解的是，术语“第一”、“第二”等仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。此外，在本发明的描述中，除非另有说明，“多个”的含义是两个或两个以上。

图1是根据第一对比例的开关变换器的局部电路示意图。如图1所示，开关变换器包括控制电路1和功率级电路。其中，功率级电路采用降压拓扑(buck)。在图1中，仅示出了主功率开关hs和整流开关ls，未示出功率级电路的电感和电容。控制电路1包括基准信号生成电路11、斜坡信号生成电路12、比较器13、第二控制信号生成电路14和开关控制信号生成电路15。其中，基准信号生成电路11包括受控电流源ccs1、开关k1、电阻r1和一个滤波电路。受控电流源ccs1受控于输入电压vin输出与其成比例的电流iref。开关k1受控于信号pwm与主功率开关hs同步导通和关断。电阻r1连接在开关k1和接地端之间。滤波电路被配置为“π”形的rc滤波电路。由此，电流iref在开关k1的控制下流过电阻r1形成电压降。滤波电路对电阻r1上的电压进行平均输出基准信号kvout。基准信号kvout满足：

kvout＝iref*r1*d。

同时，斜坡信号生成电路12包括受控电流源ccs2、电容c1和开关k2。受控电流源ccs2受控于输入电压vin输出与其成比例的电流iramp。电容c1和开关k2并联连接在受控电流源ccs2的电流输出端和接地端之间。开关k2受控于信号pwmb以与主功率开关hs相反的方式导通和关断。由此，在主功率开关hs导通时，开关k1导通，开关k2关断。在主功率开关hs关断时，开关k1关断，开关k2导通。在开关k2关断时，电容c1被电流iramp充电，使得电压vcap线性上升。在开关k2导通时，电容c1被短路放电，使得电压vcap快速下降到零，并持续到下一次开关k2关断。电压vcap由此具有斜坡形状的波形，在下文中将其称为斜坡信号。

同时，比较器13用于比较基准信号kvout和斜坡信号vcap。开关信号生成电路包括rs触发器和驱动电路。rs触发器的复位端与比较器13的输出端连接，输出信号pwm和信号pwmb，信号pwm和信号pwmb反相。在斜坡信号vcap上升到大于基准信号kvout时，比较器13输出信号使得rs触发器复位，信号pwm被复位，进而主功率开关hs被关断。

同时，第二控制信号生成电路14根据功率级电路的反馈电压fb以及参考电压0.6vref控制rs触发器置位，从而控制主功率开关导通的时机。

开关控制信号生成电路15的驱动电路用于根据信号pwm来生成对于主功率开关hs的控制信号vgs和对整流开关ls的控制信号。

图2是根据第一对比例的开关变换器的工作波形图。参考图1和图2，在控制信号vgs为低电平，主功率开关hs处于关断状态时，开关k2导通，斜坡信号vcap保持为零。此时功率级电路的输出电压vout持续下降，使得表征输出电压vout的反馈电压fb也持续下降。在反馈电压fb下降到参考电压的0.6倍(0.6vref)时，rs触发器被置位。rs触发器的输出信号pwm切换为高电平，使得控制信号vgs切换为高电平。主功率开关hs切换为导通。对应地，开关k2切换为关断，斜坡信号vcap由零开始上升。在斜坡信号vcap上升到基准信号kvout时，比较器13的输出信号reset跳变为高电平。主功率开关hs的控制信号vgs被复位，主功率开关hs关断，如此循环。主功率开关hs在每个开关周期内的导通时间ton等于斜坡信号vramp由零上升到基准信号kvout的时间。因此，在输入电压vin保持稳定的情况下，每个开关周期的导通时间ton恒定。

在输入电压vin出现跳变时，第一对比例的开关变换器和在控制电路中设置固定电流源的开关变换器的工作波形图分别如图3和图4所示。如图4所示，对于基准信号以及斜坡信号均不随输入电压vin变化的控制电路，在输入电压出现跳变时，基准信号v1和斜坡信号v2均保持不变。这使得在跳变前后的导通时间ton1和ton2相同。跳变后的输入电压vin可以在相同的导通时间内向功率级电路注入更多的能量，这会导致输出电压快速上升。开关变换器适应输入电压跳变的时间较长。而在图3中，对于上述的第一对比例所述的开关变换器，由于基准信号kvout＝iref*r1*d，其中，d为开关变换器的占空比，基准信号kvout可以表征功率级电路的输出电压vout。同时，斜坡信号vcap＝iramp*t/c1，其中，t为斜坡信号开始上升的时间。斜坡信号vcap的峰值等于iramp*ton/c1,其等于基准信号kvout。由此，可以进行如下推导：

iref*r1*d＝iramp*ton/c1

进而：iref*r1*(ton/t)＝iramp*ton/c1，其中，t为开关周期。

开关周期t满足：t＝r1*c1*(iref/iramp)

电流iref和电流iramp都与输入电压vin成比例，因此，开关周期t不随vin的变化而变化。

由于在输入电压vin跳变后，开关变换器的占空比d相应地会减小，所以，基准信号kvout的变化较小。而斜坡信号的斜率iramp*c1随输入电压vin的跳变而跳变，这使得导通时间ton跳变。输入电压vin跳变后的导通之间ton2小于输入电压vin跳变前的导通之间ton1。每个开关周期内输入到功率级电路的能量降低。由此，既可以继承固定导通时间控制方式固有的较快的输出动态响应的优势，又可以使导通时间能够及时对输入电压vin的改变作出相应的改变，使输出电压对输入电压跳变有快速的响应速度。

但是，第一对比例无法实现开关周期可调，也即，不能调节主功率开关的开关频率。

图5是根据第二对比例的开关变换器的局部电路示意图。如图5所示，开关变换器包括控制电路2和功率级电路。其中，功率级电路采用降压拓扑。在图5中，仅示出了主功率开关hs和整流开关ls，未示出功率级电路的电感和电容。控制电路2包括基准信号生成电路21、斜坡信号生成电路22、比较器23、第二控制信号生成电路24和开关控制信号生成电路25。其中，比较器23、第二控制信号生成电路24和开关控制信号生成电路25与第一对比例相同。同时，基准信号生成电路21具有与第一对比例的基准信号生成电路11类似的结构。不同在于，基准信号生成电路21将受控电流源替换为具有固定输出值的电流源cs1。在斜坡信号生成电路22中，受控电流源被替换为输出值与调频信号ifs成比例的电流源ccs3。电流源ccs3输出的电流iramp为调频信号ifs的a倍。这可以通过一个电流镜结构来实现。调频信号ifs可以通过调频信号生成电路26生成。调频信号生成电路26包括晶体管q、误差放大器ea和可调电阻rfs。误差放大器ea根据参考电压vref和可调电阻rfs上电压降之间的误差来控制工作于线性状态的晶体管q输出调频信号ifs。通过调节可调电阻rfs，就可以调节调频信号ifs，进而调节斜坡信号生成电路22中的电流iramp。

图6是根据第二对比例的开关变换器的工作波形图。如图6所示，在控制信号vgs为低电平，主功率开关hs处于关断状态时，开关k2导通，斜坡信号vcap保持为零。此时功率级电路的输出电压vout持续下降，使得表征输出电压vout的反馈电压fb也持续下降。在反馈电压fb下降到参考电压vref的0.6倍时，rs触发器被置位。rs触发器的输出信号pwm切换为高电平，使得控制信号vgs切换为高电平。主功率开关hs切换为导通。对应地，开关k2切换为关断，斜坡信号vcap由零开始上升。在斜坡信号vcap上升到基准信号kvout时，比较器23的输出信号reset跳变为高电平。主功率开关hs的开关控制信号vgs被复位，主功率开关hs关断，如此循环。主功率开关hs在每个开关周期内的导通时间ton等于斜坡信号vramp由零上升到基准信号kvout的时间。

与第一对比例类似，基准信号kvout和斜坡信号vcap的峰值相等。由此，iref*r1*d＝iramp*ton/c1

进而，iref*r1*d＝a*ifs*ton/c＝a*vref*ton/(rfs*c1)

进而，iref*r1*(ton/t)＝a*vref*ton/(rfs*c1),其中，t为开关周期。

由此，开关周期t满足：t＝r1*c1*rfs*iref/(a*vref)

由于在第二对比例中电流iref为固定值，因此，开关周期可以通过调节可调电阻rfs的阻值来调节。

但是，第二对比例的开关变换器无法快速响应输入电压vin的变化。同时，如果简单地将基准信号生成电路中的电流源改为受控电流源，则会使得开关周期同时受到输入电压vin和可调电阻rfs的影响，使得开关变换器的开关周期失控。

图7是本发明实施例的开关变换器的局部电路示意图。图8是本实施例的开关变换器的工作波形图。如图7和图8所示，本实施例的开关变换器包括控制电路3和功率级电路。其中，功率级电路采用降压拓扑。在图7中，仅示出了主功率开关hs和整流开关ls，未示出功率级电路的电感和电容。控制电路3包括基准信号生成电路31、斜坡信号生成电路32、比较器33、第二控制信号生成电路34和开关控制信号生成电路35。其中，比较器33、第二控制信号生成电路34和开关控制信号生成电路35与以上的对比例相同，在此不再赘述。应理解，第二控制信号生成电路32并不限于文中所述的方式，本领域技术人员可以采用其它等同的方式或已有的方式来生成第二控制信号以控制主功率开关hs的导通时机。

在本实施例中，基准信号生成电路31用于生成跟随所述开关变换器的输出电压vout变化的基准信号kvout。斜坡信号生成电路32用于生成斜率随输入电压vin和调频信号ifs变化的斜坡信号vcap。比较器33比较基准信号kvout和斜坡信号vcap生成第一控制信号reset，在斜坡信号vcap上升到基准信号kvout时，第一控制信号reset控制主功率开关hs由导通切换为关断，以控制开关变换器的输出电压vout保持稳定，并使得主功率开关hs的开关频率与输入信号vin无关而随调频信号ifs变化。

具体地，基准信号生成电路31包括受控电流源ccs4、乘法器m1、开关k3、电阻r2和滤波电路。其中，受控电流源ccs4用于生成与输入电压vin成比例的电流ivin1。乘法器m1用于对电流ivin1乘以预定值idc，以生成一个与输入电压vin成比例的电流iref1。开关k3和电阻r2串联在电流iref1的电流通路上。开关k3受控于信号pwm进行状态切换，也即，与主功率开关同步进行状态切换。滤波电路为“π”形的rc滤波电路。由此，电流iref1在开关k3的控制下流过电阻r2形成电压降。滤波电路对电阻r2上的电压进行平均输出基准信号kvout。基准信号kvout满足：

kvout＝iref1*r2*d＝vin*m*r2*idc*d。

其中，d为开关变换器的占空比，m*vin等于ivin1。由于在降压拓扑的开关变换器中，vin*d＝vout，因此，kvout与输出电压vout成比例。

斜坡信号生成电路32包括受控电流源ccs5、乘法器m2、开关k4和电容c2。其中，受控电流源ccs5用于生成与输入电压vin成比例的电流ivin2。乘法器m2设置在电流ivin2的输出通路上，用于对电流ivin2乘以表征调频信号ifs的信号后a*ifs输出电流iramp1。在本实施例中，乘法器m2对电流ivin2乘以与调频信号ifs成比例的电流a*ifs。输入到乘法器m2的电流a*ifs可以通过一个电流镜来实现。调频信号ifs可以通过调频信号生成电路26生成。调频信号生成电路36包括晶体管q1、误差放大器ea1和可调电阻rfs。误差放大器ea1根据参考电压vref和可调电阻rfs上压降的误差来控制工作于线性状态的晶体管q1输出调频信号ifs。通过调节可调电阻rfs，就可以调节调频信号ifs，进而调节斜坡信号生成电路32中的电流iramp1。

电容c2和开关k4并联连接在乘法器m2的输出端(同时也是整个斜坡信号生成电路32的输出)和接地端之间。开关k4受控于与信号pwm反相的信号pwmb，以与开关k3相反的方式进行状态切换。由此，在主功率开关hs导通期间，开关k4关断，电流iramp1对电容c2充电，使得斜坡信号vcap线性上升。在斜坡信号vcap上升到基准信号kvout时，比较器33输出的信号reset切换为高电平，复位开关控制信号生成电路35中的rs触发器。rs触发器输出的信号pwm切换为低电平，进而使得开关控制信号vgs切换为低电平。主功率开关hs受控关断。开关k4导通，使得斜坡信号vcap跳变为零，并持续到开关k4下一次关断，如此循环。

图9是本发明实施例的开关变换器的控制电路的控制参量流图。如图9所示，在基准信号生成电路31中，受控电流源ccs4基于输入电压vin生成电流ivin1。乘法器m1输入电流ivin1和预定值idc，将两者相乘后输出电流iref1。电流iref1经由开关k3调制后流过电阻r2所形成的平均电压(也即基准信号)满足kvout＝iref1*r1*d。如上所述，基准信号kvout实质上随输出电压vout变化。

在斜坡信号生成电路32中，受控电流源ccs4基于输入电压vin生成电流ivin2。乘法器m2输入电流ivin2和表征调频信号的信号a*ifs＝a*vref/rfs输出电流iramp1。开关k4通过在导通和关断状态间切换，使得电流iramp1受控地对电容c2充电，形成斜坡信号vcap，其峰值满足iramp1*ton/c2。

如上所述，在控制电路3中，斜坡信号的峰值等于基准信号kvout。由此，各参量满足：

vin*m*r2*idc*ton/t＝vin*m*a*vref*ton/(rfs*c2)

其中，t为开关周期，ton为导通时间，vref为参考电压。

由此，开关周期t满足：

t＝r2*c2*rfs*idc/(a*vref)

由此，开关周期t仅与可调电阻的阻值rfs相关(其他参量为固定量)，随可调节的阻值rfs变化。

同时，在输入电压vin产生跳变时，由于基准信号kvout随输出电压vout变化，因此变化较小。而斜坡信号的斜率iramp1/c2＝m*vin*a*vref/(rfs*c2)随输入电压vin变化。因此，斜坡信号的斜率随输入电压跳变增大。这使得斜坡信号在此期间快速上升到基准信号，导通时间ton相应的缩短。由此，可以在开关周期可调的同时，实现对于输入电压变化的快速响应。

应理解，为了便于理解，以上以ivin1＝ivin2＝m*vin为例进行推导，但是，电流ivin1和ivin2显然也可以被设置为不相等，只要两者均与输入电压vin成比例即可。

同时，根据上述分析可知，乘法器m1输出的电流iref1＝m*vin*idc。由于m和idc均为固定不变的值，因此，经由乘法器m1生成的电流iref1实际上也是一个与输入电压vin成比例的电流，这可以通过单一的受控电流源来实现。因此，在上述实施例的一个变形中，乘法器m1可以被省略。

还应理解，在上述实施例中，乘法器m1的存在可以保证基准信号生成电路31和斜坡信号生成电路32的响应于输入电压vin变化处理的时间延迟基本相同，从而提高整个电路的精确度。

本发明实施例通过使得基准信号随输出信号变化，同时，使得斜坡信号的斜率随输入信号和调频信号变化，由此，可以同时将输入信号和调频信号引入到功率级电路的主功率开关关断时点的控制环路中，使得开关变换器在开关周期可调的同时还可以对输入信号的跳变快速响应。

本领域技术人员还应理解，以上以降压拓扑的开关变换器为例进行说明，但是本发明实施例的原理也可以修改应用于以输入电流为输入信号和/或以输出电流为输出信号的开关变换器，还可以应用于具有其他拓扑的开关变换器。

以上所述仅为本发明的优选实施例，并不用于限制本发明，对于本领域技术人员而言，本发明可以有各种改动和变化。凡在本发明的精神和原理之内所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。