在带LCL并网的PWM变换器系统及其控制信号的采集方法与流程

本发明涉及pwm变换器控制技术领域，特别涉及一种在带lcl并网的pwm变换器系统及其控制信号的采集方法。

背景技术：

目前，带lcl并网的pwm变换器具有非常广泛地应用，如pwm整流器、动态无功补偿器、有源滤波器及光伏并网逆变器等。pwm变换器系统的控制目标是并网电流，而并网电流会对并网电流产生直接影响，因此还需要知道电网电压的瞬时基波相位，目前最常用的方法是直接采用传感器进行采集，但增加传感器意味着增加成本，仅单相系统而言，采用传感器直接采集的方式，则需要增加六个传感器。为了降低系统成本，本发明提供了一种有效的解决办法。

技术实现要素：

本发明的发明目的在于提供一种能够保证pwm控制系统稳定且降低系统成本的带lcl并网的pwm变换器系统及在带lcl并网的pwm变换器系统的控制信号的采集方法。

为了实现上述发明目的，本发明提供了一种在带lcl并网的pwm变换器系统的控制信号的采集方法，具体的：

并网电流ig依据公式：

电网电压ug依据公式：

获得；其中，c是三阶滤波器中电容器的电容，lg为三阶滤波器网侧电感的电感值，ω′是系统的频率，s是复频域内的一个复数变量。

其中，所述公式(1)和公式(2)中的正弦信号的微分算法采用二阶频率自适应滤波器；所述频率自适应是指系统的频率ω′能够通过锁频环在线计算，并且将计算结果直接代入二阶滤波器，从而实现在频率波动时仍能够准确实现信号的微分。

所述二阶频率自适应滤波器采用双反馈环的机构实现，输入信号与反馈信号做差得到误差信号，误差信号乘以频率再与微分信号做差，再进一步积分，得到反馈信号，再进一步积分得到负微分信号。

所述网侧电流的获得，是通过电容电压经过二阶频率自适应滤波器得到负的电容电流，然后再将负的电容电流与变换器侧电流相加得到的。

所述电网电压的获得，是网侧电流经过二阶频率自适应滤波器得到负的网侧电感两端的电压，然后将网侧电感两端的电压与电容电压相加得到的。

获得所述网侧电流和所述电网电压的两个二阶频率自适应滤波器串联。

为了更好的实现上述发明目的，本发明还提供了一种带lcl并网的pwm变换器系统，其特征在于，包括lcl滤波单元、pwm变换器功率单元、信号采集单元、控制单元；所述pwm变换器功率单元通过lcl滤波单元与电网连接；

其中，所述控制单元构造基波信号所采用的如下公式得到：

其中，uc为实时采集的三阶滤波器中电容的电压，ii为实时采集的变换器电流，c是三阶滤波器中电容器的电容，lg为三阶滤波器网侧电感的电感值，ω′是系统的频率，s是复频域内的一个复数变量。

所述lcl滤波单元为电容和电感构成的三阶滤波器；所述pwm变换器功率单元是单相或三相电压源型逆变器主电路；所述信号采集单元，用于采集电容电压和变换器电流；所述控制单元，根据采集的电容电压和变换器电流构造并网电流和电网电压基波信号，并对pwm变换器功率单元进行控制；所述信号采集单元、所述控制单元和所述pwm变换器功率单元依次连接，构成自动闭环控制回路。

本发明的有益效果是：本发明利用电容电压和变换器电流构造并网电流和电网电压基波分量，能够在有效地对变换器进行过流保护和抑制lcl谐振的基础上，降低系统的成本，同时由于整个计算过程只有积分而没有微分环节，因而不会引入高频干扰影响控制性能。

附图说明

图1为本发明实施例1中带lcl并网的pwm变换器系统的结构框图。

图2为本发明实施例1中变换器系统的结构示意图。

图3为本发明实施例1和2中与公式(1)和公式(2)相对应的逻辑关系图。

图4为对比试验中误差曲线对照图。

具体实施方式

以图3所示的单向系统为例(当然，同理可得三相或多相系统)，为了保护变换器，通常采集变换器的输出电流，为了对lcl的谐振进行抑制，还需要采集电容电压，而对变换器的控制目标是并网电流，电网电压会对并网电流产生直接的影响，所以，在控制中还需要知道ig和ug的信息，为了降低成本不直接采用传感器，而是直接利用采集的电容电压和变换器电流实时且有效地构造出ig和ug的基波信号。

实施例1

参见图1和图2，本发明实施例提供了一种带lcl并网的pwm变换器系统，包括lcl滤波单元2、pwm变换器功率单元3、信号采集单元4、控制单元5；pwm变换器功率单元3通过lcl滤波单元2与电网连接；其中，pwm变换器功率单元3通过lcl滤波单元2与电网1相连；lcl滤波单元2是由电感和电容构成的三阶滤波器；pwm变换器功率单元3是单相或三相电压源型逆变器主电路，包括两电平、三电平或者多电平；信号采集单元4采集的是电容电压和变换器电流，将强电信号转换成弱电信号，输入给控制单元5；控制单元5根据采集得到的信息构造并网电流与电网电压的基波信号，并据此对pwm变换器功率单元3进行控制。信号采集单元4、控制单元5和pwm变换器功率单元3依次连接，构成自动闭环控制回路。

其中，控制单元构造基波信号所采用的如下公式得到：

其中，uc为实时采集的三阶滤波器中电容的电压，ii为实时采集的变换器电流，c是三阶滤波器中电容器的电容，lg为三阶滤波器网侧电感的电感值，ω′是系统的频率，s是复频域内的一个复数变量。

根据图3和公式(1)、(2)可以利用uc和ii的实时采样值构造出ig和ug的基波信号，而无须对这两个信号进行采集。其中，公式(1)和公式(2)中的正弦信号的微分算法采用二阶频率自适应滤波器；所述频率自适应是指系统的频率ω′能够通过锁频环在线计算，并且将计算结果直接代入二阶滤波器，从而实现在频率波动时仍能够准确实现信号的微分。二阶频率自适应滤波器采用双反馈环的机构实现，输入信号与反馈信号做差得到误差信号，误差信号乘以频率再与微分信号做差，再进一步积分，得到反馈信号，再进一步积分得到负微分信号。网侧电流的获得，是通过电容电压经过二阶频率自适应滤波器得到负的电容电流，然后再将负的电容电流与变换器侧电流相加得到的。电网电压的获得，是网侧电流经过二阶频率自适应滤波器得到负的网侧电感两端的电压，然后将网侧电感两端的电压与电容电压相加得到的。其中获得网侧电流和电网电压的两个二阶频率自适应滤波器串联。

实施例2

一种在带lcl并网的pwm变换器系统的控制信号的采集方法，具体为：

对lcl滤波单元的电容电压uc和变换器电流ii进行实时采样；

然后将实时采集的电容电压uc和变换器电流ii输入到公式(1)和公式(2)中，即可得出并网电流ig和电网电压ug，所述公式如下：

其中，c是三阶滤波器中电容器的电容，lg为三阶滤波器网侧电感的电感值，ω′是系统的频率，s是复频域内的一个复数变量。

其中，公式(1)和公式(2)中的正弦信号的微分算法采用二阶频率自适应滤波器；所述频率自适应是指系统的频率ω′能够通过锁频环在线计算，并且将计算结果直接代入二阶滤波器，从而实现在频率波动时仍能够准确实现信号的微分。二阶频率自适应滤波器采用双反馈环的机构实现，输入信号与反馈信号做差得到误差信号，误差信号乘以频率再与微分信号做差，再进一步积分，得到反馈信号，再进一步积分得到负微分信号。网侧电流的获得，是通过电容电压经过二阶频率自适应滤波器得到负的电容电流，然后再将负的电容电流与变换器侧电流相加得到的。电网电压的获得，是网侧电流经过二阶频率自适应滤波器得到负的网侧电感两端的电压，然后将网侧电感两端的电压与电容电压相加得到的。其中获得网侧电流和电网电压的两个二阶频率自适应滤波器串联。

对比试验

由图3可以直接得到以下公式：

显然，直接将上式的微分方程变为差分方程，可以利用uc和ii的实时采样值得到ig和ug。pwm变换器系统分别采用将上述传统差分方程算法构造基波电网电压时的误差，与采用本发明实施例2的方法进行对比，得出二者的误差曲线图如图4所示，其中，曲线1是传统差分方程算法的误差曲线，曲线2是本发明提出的算法的误差曲线。从图中可以看出，当电网电压含有谐波时，本发明提出的算法，能够准确地构造基波电网电压，误差在1％以内。虽然可以利用上面的公式(3)和公式(4)得到目标控制参数，但是，明显与本发明的方法相比存在非常大的误差，易引入干扰。

通过上述误差对比能够看出，本发明不仅利用利用电容电压uc和变换器电流ii构造出并网电流ig和电网电压ug，避免传感器的使用，节省成本，而且计算准确率非常高。

以上所述仅为本发明的较佳实施例，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。