Boost型隔离DC/DC变换器及其控制方法与流程

本发明涉及可再生发电系统中的电力电子变换器技术领域，特别涉及一种Boost型隔离DC/DC变换器及其控制方法。

背景技术：
随着经济的发展，环境污染问题和能源紧缺问题日益严重。可再生能源的开发利用是解决这个问题的有效方法之一。可再生能源发电主要有风力、光伏、水利、燃料电池等，但是，受气候条件的影响，可再生能源具有输出电压范围宽的特点。因此，为了能有效的利用新能源，需要一种能在宽输入电压范围内高效工作的DC/DC变换器。传统的定频控制全桥变换器，虽然控制简单且能实现零电压开关，但输入电压范围宽时需要的滤波电感大，功率密度小；另一方面占空比变化范围大，尤其在高压输入时效率比较低。为了适应宽输入的特点，又有一系列的变换器拓扑及其衍生结构相继被提出。这其中多是基于辅助绕组和多电平的思想。但是这两种方法均需增加额外的辅助元件或开关管，提高了成本，控制复杂并且会产生额外的能量损耗。有些学者还提出了两级变换器级级联形式的拓扑，这种变换器前级一般用Buck或Boost变换器，通过调节前级变换器的占空比使母线电压保持稳定。但是增加的前级变换器不仅增大了整体变换器的体积，Buck或Boost变换器中的开关管是硬开关，损耗也比较大。

技术实现要素：
为了克服现有技术中存在的上述问题，本发明的目的是提供一种Boost型隔离DC/DC变换器及其控制方法，能够保证在宽范围的电压输入下实现高效的功率变换。为实现上述目的，本发明的目的之一是通过以下技术方案实现的。一种Boost型隔离DC/DC变换器，它是由输入直流电压源Vin、母线电容Cbus、第一电感L1、第二电感L2、第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3、第四开关管S4、二端口无源网络N、第一输出整流二极管Do1、第二输出整流二极管Do2、输出电容Co、输出电阻Ro和理想变压器T组成；所述理想变压器T包括第一绕组N1、第二绕组N2和第三绕组N3；所述二端口无源网络N有四个端子，分别为端子a、端子b、端子c和端子d，端子a与端子b在同一侧，端子c和端子d在另一侧；所述的输入直流电压源Vin的正极分别与第一电感L1的一端和第二电感L2的一端相连，输入直流电压源Vin的负极分别与第二开关管S2的源极、第四开关管S4的源极以及母线电容Cbus的负极相连；第一电感L1的另一端分别与第一开关管S1的源极和第二开关管S2的漏极相连，第二电感L2的另一端分别与第三开关管S3的源极和第四开关管S4的漏极相连；第一开关管S1的漏极分别与第三开关管S3的漏极、母线电容Cbus的正极相连；所述二端口无源网络N的端子a与第一开关管S1的源极、第二开关管S2的漏极相连，端子b与第三开关管S3的源极、第四开关管S4的漏极相连，端子c与所述理想变压器T第一绕组N1的同名端相连，端子d与所述理想变压器T第一绕组N1的非同名端相连；第一输出整流二极管Do1与第二输出整流二极管Do2共阴极连接，第一输出整流二极管Do1的阳极连接到所述理想变压器T第二绕组N2的同名端，第二输出整流二极管Do2的阳极连接到所述理想变压器T第三绕组N3的非同名端；输出电容Co与输出电阻Ro并联，它们的正极连接到第一输出整流二极管Do1的阴极，它们的负极分别与所述理想变压器T第二绕组N2的非同名端和第三绕组N3的同名端相连。在本发明Boost型隔离DC/DC变换器中，所述的二端口无源网络N可以是移相电感L网络；所述的移相电感L网络包含移相电感L，移相电感L的一端与端子a相连，另一端与端子c相连，端子b与端子d直接相连。在本发明Boost型隔离DC/DC变换器中，所述的二端口无源网络N还可以是LC串联谐振网络；所述的LC串联谐振网络包括谐振电感Lr和串联谐振电容Cr，谐振电感Lr的一端连接端子a，另一端连接端子c，串联谐振电容Cr的一端连接端子b，另一端连接端子d。在本发明Boost型隔离DC/DC变换器中，所述的的二端口无源网络N还可以是LC并联谐振网络；所述的LC并联谐振网络包括谐振电感Lr和并联谐振电容Cp，谐振电感Lr的一端连接端子a，另一端连接端子c，并联谐振电容Cp的一端连接端子b，另一端连接端子d。在本发明Boost型隔离DC/DC变换器中，所述的的二端口无源网络N还可以是LCC串并联谐振网络；所述的LCC串并联谐振网络包括谐振电感Lr、串联谐振电容Cr和并联谐振电容Cp，谐振电感Lr一端连接端子a，另一端连接端子c；串联谐振电容Cr一端连接端子b，另一端连接端子d；并联谐振电容Cp一端连接端子c，另一端连接端子d。在本发明Boost型隔离DC/DC变换器中，所述的的二端口无源网络N还可以是LLC串联谐振网络；所述的LLC串联谐振网络包括谐振电感Lr、串联谐振电容Cr和励磁电感Lm，谐振电感Lr一端连接端子a，另一端连接端子c；串联谐振电容Cr一端连接端子b，另一端连接端子d；励磁电感Lm一端连接端子c，另一端连接端子d。本发明的另一目的是提供一种所述的Boost型隔离DC/DC变换器的控制方法：该方法内容如下：采用定频PWM的控制，变换器的工作频率fs始终等于谐振频率fr；两个Boost电路采用交错并联的控制方式，第一开关管S1与第三开关管S3占空比均为D，其相位差180°；第二开关管S2与第四开关管S4的占空比均为1-D，相位也差180°；当占空比D≤0.5时，谐振槽电压Vtank的占空比为D；当D>0.5时，谐振槽电压Vtank的占空比为1-D；输入电压Vin在比较宽的范围内变化时，通过调节第一开关管S1与第三开关管S3的占空比D，改变变换器整体增益。由于采用上述技术方案，与现有技术相比，本发明Boost型隔离DC/DC变换器及其控制方法具有以下有益效果：1本发明在比较小的占空比调节范围内，就可实现宽的电压增益范围，输入电压范围宽；2两个Boost电感交错并联，显著降低了输入电流的纹波和滤波电容值。这种电流型且输入纹波小的DC/DC变换器尤其适合与光伏、燃料电池等可再生能源供电系统相连；3采用定频PWM控制，有利于磁性元器件和滤波电路设计；4原边所有功率开关管均可以实现ZVS开通，副边的输出整流二极管均可实现ZCS关断，开关损耗小；5经过Boost变换器后母线电压比较高，在相同功率条件下，降低了原边电流有效值，减小了导通损耗。附图说明图1为本发明Boost型隔离DC/DC变换器的电气原理图；图2为本发明Boost型隔离DC/DC变换器的PWM调制方式图；图3为本发明Boost型隔离DC/DC变换器的实施例1电路图；图4为本发明Boost型隔离DC/DC变换器的实施例2电路图；图5为本发明Boost型隔离DC/DC变换器的实施例3电路图；图6为本发明Boost型隔离DC/DC变换器的实施例4电路图；图7为本发明Boost型隔离DC/DC变换器的实施例5电路图；图8为本发明Boost型隔离DC/DC变换器的实施例2在占空比D<0.5时的主要工作波形图；图9为本发明Boost型隔离DC/DC变换器的实施例2在D<0.5时的各阶段等效电路图。图中符号含义：Vin是输入直流电压源，Vbus是母线电压，Vtank是谐振槽输入电压，D是第一开关管S1和第三开关管S3的占空比，Ts是开关周期，Cbus是母线电容，L1、L2分别是第一电感和第二电感，N为二端口无源网络，a、b、c、d是二端口无源网络的四个端子，S1～S4是第一至第四开关管，Lr是谐振电感，Cr是串联谐振电容，Cp是并联谐振电容，Lm是励磁电感，IL1、IL2分别是第一电感L1、第二电感L2的电流，ILr是谐振电流，T是理想变压器，N1、N2、N3分别是理想变压器T的第一、第二、第三绕组，Do1、Do2分别是第一输出整流二极管和第二输出整流二极管，IDo1、IDo2分别流过Do1、Do2的电流，Co是输出滤波电容，Ro是输出电阻，Vo为输出电压，t0～t6为时间。具体实施方式下面结合附图与具体实施方式对本发明作进一步详细描述：一种Boost型隔离DC/DC变换器，其电气原理图如图1所示，其由输入直流电压源Vin、母线电容Cbus、第一电感L1、第二电感L2、第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3、第四开关管S4、二端口无源网络N、第一输出整流二极管Do1、第二输出整流二极管Do2、输出电容Co、输出电阻Ro和理想变压器T组成；所述理想变压器T包括第一绕组N1、第二绕组N2和第三绕组N3；所述二端口无源网络N有四个端子，分别为端子a、端子b、端子c和端子d，端子a与端子b在同一侧，端子c和端子d在另一侧；所述的输入直流电压源Vin的正极分别与第一电感L1的一端和第二电感L2的一端相连，输入直流电压源Vin的负极分别与第二开关管S2的源极、第四开关管S4的源极以及母线电容Cbus的负极相连；第一电感L1的另一端分别与第一开关管S1的源极和第二开关管S2的漏极相连，第二电感L2的另一端分别与第三开关管S3的源极和第四开关管S4的漏极相连；第一开关管S1的漏极分别与第三开关管S3的漏极、母线电容Cbus的正极相连；所述二端口无源网络N的端子a与第一开关管S1的源极、第二开关管S2的漏极相连，端子b与第三开关管S3的源极、第四开关管S4的漏极相连，端子c与所述理想变压器T第一绕组N1的同名端相连，端子d与所述理想变压器T第一绕组N1的非同名端相连；第一输出整流二极管Do1与第二输出整流二极管Do2共阴极连接，第一输出整流二极管Do1的阳极连接到所述理想变压器T第二绕组N2的同名端，第二输出整流二极管Do2的阳极连接到所述理想变压器T第三绕组N3的非同名端；输出电容Co与输出电阻Ro并联，它们的正极连接到第一输出整流二极管Do1的阴极，它们的负极分别与所述理想变压器T第二绕组N2的非同名端和第三绕组N3的同名端相连。本发明所述的Boost型隔离DC/DC变换器的控制方法：如图2所示，采用定频PWM的控制，变换器的工作频率fs始终等于谐振频率fr；两个Boost电路采用交错并联的控制方式，第一开关管S1与第三开关管S3占空比均为D，其相位差180°；第二开关管S2与第四开关管S4的占空比均为1-D，相位也差180°；当占空比D≤0.5时，谐振槽电压Vtank的占空比为D，如图2(a)所示；当D>0.5时，谐振槽电压Vtank的占空比为1-D，如图2(b所示；输入电压Vin在比较宽的范围内变化时，通过调节第一开关管S1、第三开关管S3的占空比D，改变变换器整体增益。本发明Boost型隔离DC/DC变换器的实施例1如图3所示，其包含的二端口无源网络N是移相电感L网络；所述的移相电感L网络包含移相电感L，移相电感L的一端与端子a相连，另一端与端子c相连，端子b与端子d直接相连。本发明Boost型隔离DC/DC变换器的实施例2如图4所示，其包含的二端口无源网络N是LC串联谐振网络；所述的LC串联谐振网络包括谐振电感Lr和串联谐振电容Cr，谐振电感Lr的一端连接端子a，另一端连接端子c，串联谐振电容Cr的一端连接端子b，另一端连接端子d。本发明Boost型隔离DC/DC变换器的实施例3如图5所示，其包含的二端口无源网络N是LC并联谐振网络；所述的LC并联谐振网络包括谐振电感Lr和并联谐振电容Cp，谐振电感Lr的一端连接端子a，另一端连接端子c，并联谐振电容Cp的一端连接端子c，端子b与端子d直接相连。本发明Boost型隔离DC/DC变换器的实施例4如图6所示，其包含的二端口无源网络N是LCC谐振网络；所述的LCC谐振网络包括谐振电感Lr、串联谐振电容Cr和并联谐振电容Cp，谐振电感Lr一端连接端子a，另一端连接端子c；串联谐振电容Cr一端连接端子b，另一端连接端子d；并联谐振电容Cp一端连接端子c，另一端连接端子d。本发明Boost型隔离DC/DC变换器的实施例5如图7所示，其包含的二端口无源网络N是LLC串联谐振网络；所述的LLC串联谐振网络包括谐振电感Lr、串联谐振电容Cr和励磁电感Lm，谐振电感Lr一端连接端子a，另一端连接端子c；串联谐振电容Cr一端连接端子b，另一端连接端子d；励磁电感Lm一端连接端子c，另一端连接端子d。下面对本发明Boost型隔离DC/DC变换器的实施例2工作原理做进一步的说明。在分析之前，先作如下假设：①所有功率开关管均为理想器件，不考虑开关时间、导通压降等参数；②所有电感和电容均为理想器件，不考虑其寄生参数。图8为本发明Boost型隔离DC/DC变换器的实施例2在占空比D<0.5时的主要工作波形。在一个开关周期Ts内，变换器共有六种工作模态。1、开关模态I（t0～t1）：如图9(a)所示，在t0时刻之前，第四开关管S4已导通，t0时刻，第一开关管S1导通。t0～t1这一时段内，谐振槽电压Vtank等于母线电压Vbus，变压器N1绕组电压受输出电压箝位，谐振电感Lr和谐振电容Cr进行谐振，谐振电流iLr上升，原边向副边传递能量，第一输出整流二极管Do1导通。与此同时，第一电感L1放电、第二电感L2充电，电流iL1线性下降、iL2线性上升。2、开关模态II(t1～t2)：如图9(b)所示，t1时刻第二开关管S2ZVS开通。第一输出整流二极管Do1继续导通，但是由于谐振槽电压Vtank=0，输入电压源不提供能量，原边向副边传输的能量完全由Lr、Cr谐振网络提供，所以iLr迅速下降。由于第二开关管S2、第四开关管S4导通，第一电感L1和第二电感L2均充电，电流iL1、iL2线性上升。3、开关模态III（t2～t3）：如图9(c)所示，t2时刻，iLr下降到零，第一输出整流二极管Do1实现ZCS关断。此阶段内，Lr、Cr不谐振。第一电感L1和第二电感L2均充电，电流iL1、iL2线性上升。第一输出整流二极管Do1和第二输出整流二极管Do2均处于反向截止状态，原边不再向副边输出能量，由输出电容Co向负载供电。4、开关模态IV（t3～t4）：如图9(d)所示，t3时刻，第三开关管S3导通。t3～t4这一时段内，谐振槽电压Vtank等于负母线电压-Vbus，理想变压器T的第一绕组N1电压受输出电压箝位，谐振电感Lr和谐振电容Cr开始谐振，谐振电流从iLr从0开始下降，原边向副边传递能量，第二输出整流二极管Do2导通。与此同时，第一电感L1继续充电、电流iL1线性上升，第二电感L2开始放电、电流iL2线性下降。5、开关模态V(t4～t5)：如图9(e)所示，t4时刻，第四开关管S4ZVS开通。第二输出整流二极管Do2继续导通，但是由于谐振槽电压Vtank=0，输入直流电压源Vin不提供能量，原边向副边传输的能量完全由Lr、Cr谐振网络提供，所以iLr迅速上升。由于第二开关管S2、第四开关管S4导通，第一电感L1和第二电感L2均充电，电流iL1、iL2线性上升。6、开关模态VI（t5～t6）：如图9(f)所示，t5时刻，iLr上升到零，第二输出整流二极管Do2实现ZCS关断。此阶段内，谐振电感Lr和谐振电容Cr不进行谐振。第一电感L1和第二电感L2均充电，电流iL1和iL2均线性上升。第一输出整流二极管Do1和第二输出整流二极管Do2均反向截止，原边不再向副边输出能量，由输出电容Co向负载供电。