基于高增益隔离型双向DC‑DC变换器的分析优化方法与流程
本发明涉及电力电子技术领域，尤其涉及一种基于高增益隔离型双向dc-dc变换器的分析优化方法。
背景技术：
由于变换器中存在非线性的开关器件，开关电源属于非线性系统，因此用传统的线性系统理论对开关电源进行稳定性分析比较复杂麻烦。考虑到直流变换器在应用时，必须要具备较好的静态和动态特性，也就意味着，必须设计性能良好的稳压控制器，所以要对变换器进行小信号建模分析。为了得到开关电源在低频、小信号下的模型与性能，可利用状态空间平均法(state-spaceaveragingmethod)来分析变换器模型。在开关数量较多，开关时序复杂的情况下，利用变换器动力学方程建立变换器的数学模型较为复杂，且不能统一地表述变换器在整个开关周期的行为。因此用一个统一的数学模型来完整的描述变换器的行为，这就亟需本领域技术人员解决相应的技术问题。
技术实现要素：
本发明旨在至少解决现有技术中存在的技术问题，特别创新地提出了一种基于高增益隔离型双向dc-dc变换器的分析优化方法。
为了实现本发明的上述目的，本发明提供了一种基于高增益隔离型双向dc-dc变换器的分析方法。建立降压模式和升压模式下的两种开关状态的状态空间描述。基于状态空间描述得到变换器在两种模式下的状态平均方程。在状态平均方程引入小信号扰动，推导出两种模式下的传递函数。
本发明公开一种基于高增益隔离型双向dc-dc变换器的分析优化方法，包括如下步骤：
s1，获取dc-dc变换器的状态参数，建立降压模式和升压模式下的两种开关状态的状态空间描述；
s2，基于状态空间描述得到dc-dc变换器在两种模式下的状态平均方程；
s3，在状态平均方程引入小信号扰动，推导出两种模式下的传递函数；从而控制dc-dc变换器的电压输出，保证精准控制电压输出。
所述的基于高增益隔离型双向dc-dc变换器的分析优化方法，优选的，所述s1包括：
建立降压模式下的两种开关状态空间描述：
当开关q1和q3导通，q2和q4关断时，电路的状态空间描述为
其中，
当开关q1和q3关断，q2和q4导通时，电路的状态空间描述为：
其中，
其中，lm是励磁电感，l2是变压器二次侧电感，c1是c1的电容值，cl是低压侧输出滤波电容的电容值，ro，l是降压模式下输出负载，
建立升压模式下的两种开关状态空间描述：
当开关q1和q3导通，q2和q4关断时，电路的状态空间描述为
其中，
当开关q1和q3关断，q2和q4导通时，电路的状态空间描述为
其中，
其中，lm是励磁电感，l2是变压器二次侧电感，c1是c1的电容值，ch是高压侧输出滤波电容的电容值，ro，h是升压模式下输出负载，
所述的基于高增益隔离型双向dc-dc变换器的分析优化方法，优选的，所述s2包括：
降压模式下的状态空间平均方程：
升压模式下的状态空间平均方程：
所述的基于高增益隔离型双向dc-dc变换器的分析优化方法，优选的，所述s3包括：
假设变换器在直流稳定状态点[d，x，u]发生扰动，也就是
其中，u和为输入电压，u为输入电压直流稳定状态值，
并且假设，各个扰动远小于变换器在静态工作点的值
基于变换器在降压模式和升压模式下的状态空间平均方程，加入小信号扰动，同时忽略非线性状态方程中的二阶变动项，可得到两种模式下小信号扰动状态空间方程；
在降压模式下的小信号扰动状态空间方程为：
而
其中，降压向量
考虑输出信号扰动，则输出方程为
由y＝ctx得
上述小信号状态空间方程拉式变换，得到
所以，电路的状态空间s的多项式为：
输出扰动s的多项式
其中，i表示单位矩阵；
因此推导出变换器在降压模式下输入-输出的传递函数以及占空比-输出传递函数；
输入-输出传递函数：
占空比-输出传递函数：
其中，vg为输入电压；
同理，得到升压模式下的输入-输出传递函数和占空比-输出传递函数；
升压模式下输入-输出传递函数：
占空比-输出传递函数：
其中，升压向量
综上所述，由于采用了上述技术方案，本发明的有益效果是：
1.在开关数量多，开关时序复杂的情况，简化了模型分析优化的过程。
2.该分析优化方法可以在一个开关周期内完整的描述变换器的行为状态。
3.该分析优化方法根据分析变换器的动力学模型得到一个数学模型，在接下来的控制器设计中，需基于该数学模型进行设计，从而便于控制器的设计，实现dc-dc变换器电压的精准控制，稳定输出，达到预期的控制效果。
本发明的附加方面和优点将在下面的描述中部分给出，部分将从下面的描述中变得明显，或通过本发明的实践了解到。
附图说明
本发明的上述和/或附加的方面和优点从结合下面附图对实施例的描述中将变得明显和容易理解，其中：
图1高增益隔离型双向dc-dc变换器电路图；
图2高增益隔离型双向dc-dc变换器等效电路图；
图3变换器在降压模式下q1和q3导通，q2和q4关断时电路图；
图4变换器在降压模式下q1和q3关断，q2和q4导通时电路图；
图5变换器在升压模式下q1和q3导通，q2和q4关断时电路图；
图6变换器在升压模式下q1和q3关断，q2和q4导通时电路图；
具体实施方式
下面详细描述本发明的实施例，所述实施例的示例在附图中示出，其中自始至终相同或类似的标号表示相同或类似的元件或具有相同或类似功能的元件。下面通过参考附图描述的实施例是示例性的，仅用于解释本发明，而不能理解为对本发明的限制。
在本发明的描述中，需要理解的是，术语“纵向”、“横向”、“上”、“下”、“前”、“后”、“左”、“右”、“竖直”、“水平”、“顶”、“底”“内”、“外”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本发明和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本发明的限制。
在本发明的描述中，除非另有规定和限定，需要说明的是，术语“安装”、“相连”、“连接”应做广义理解，例如，可以是机械连接或电连接，也可以是两个元件内部的连通，可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连，对于本领域的普通技术人员而言，可以根据具体情况理解上述术语的具体含义。
本发明提出了一种基于高增益隔离型双向dc-dc变换器的分析方法，图1为高增益隔离型双向dc-dc变换器电路图，图2为该变换器的等效电路图。
建立降压模式下的两种开关状态空间描述：
当开关q1和q3导通，q2和q4关断时，此时变换器的等效电路图如图3所示，电路的状态空间描述为
当开关q1和q3关断，q2和q4导通时，此时电路的等效电路图如图4所示，电路的状态空间描述为：
其中，lm是励磁电感，l2是变压器二次侧电感，c1是c1的电容值，cl是低压侧输出滤波电容的电容值，ro，l是降压模式下输出负载，
建立升压模式下的两种开关状态空间描述：
当开关q1和q3导通，q2和q4关断时，此时电路的等效电路图如图5所示，电路的状态空间描述为
当开关q1和q3关断，q2和q4导通时，此时电路的等效电路图如图6所示，电路的状态空间描述为
其中，lm是励磁电感，l2是变压器二次侧电感，c1是c1的电容值，ch是高压侧输出滤波电容的电容值，ro，h是升压模式下输出负载，
整个开关周期的状态方程式可以用两个状态下的平均状态表示。因此，根据上述推导的降压模式和升压模式下的状态空间方程，可以推导出碧娜唤起在降压模式和升压模式下，整个开关周期内的状态空间平均方程。
降压模式下的状态空间平均方程：
升压模式下的状态空间平均方程：
对变换器在降压模式下和升压模式下状态空间平均方程进行小信号扰动，即假设变换器在工作点[d，x，u]发生扰动，也就是
并且假设，各个扰动远小于变换器在静态工作点的值
式中，u、d、x——直流稳定状态值。
基于变换器在降压模式和升压模式下的状态空间平均方程，加入小信号扰动，同时忽略非线性状态方程中的二阶变动项，可得到两种模式下小信号扰动状态空间方程。
在降压模式下的小信号扰动状态空间方程为：
而
其中，
考虑输出信号扰动，则输出方程为
由y＝ctx可得
上述小信号状态空间方程拉式变换，可得到
所以，
因此可以推导出变换器在降压模式下输入-输出的传递函数以及占空比-输出传递函数。
输入-输出传递函数：
占空比-输出传递函数：
同理，可以得到升压模式下的输入-输出传递函数和占空比-输出传递函数。
升压模式下输入-输出传递函数：
占空比-输出传递函数：
其中，
本发明的附加方面和优点将在下面的描述中部分给出，部分将从下面的描述中变得明显，或通过本发明的实践了解到。
在本说明书的描述中，参考术语“一个实施例”、“一些实施例”、“示例”、“具体示例”、或“一些示例”等的描述意指结合该实施例或示例描述的具体特征、结构、材料或者特点包含于本发明的至少一个实施例或示例中。在本说明书中，对上述术语的示意性表述不一定指的是相同的实施例或示例。而且，描述的具体特征、结构、材料或者特点可以在任何的一个或多个实施例或示例中以合适的方式结合。
尽管已经示出和描述了本发明的实施例，本领域的普通技术人员可以理解：在不脱离本发明的原理和宗旨的情况下可以对这些实施例进行多种变化、修改、替换和变型，本发明的范围由权利要求及其等同物限定。
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