一种高降压比的快响应直流变换器系统的制作方法
【专利摘要】本发明公开了一种高降压比的快响应直流变换器系统，包括主电路、滞环比较器、电阻R1和电阻R2、电容C、反馈系数调整电阻Rf、控制电阻R；本发明主电路拓扑利用中间电感和输出侧电感分压特性，较好地实现高降压比转换，并利用钳位电容作用实现电路软开关动作。利用控制电路中滞环控制器实现在新型拓扑结构下的快速瞬态响应特性，通过设计不同的输出电压的反馈支路，同时结合滞环比较器的工作特点，有效调节控制信号的脉冲宽度，实现输出电压的稳定。
【专利说明】
-种高降压比的快响应直流变换器系统
技术领域
[0001] 本发明设及一种高降压比的快响应直流变换器系统。
【背景技术】
[0002] 当前直流变换器在电池储能、分布式光伏发电、电动汽车等领域应用越来越广泛。 随着太阳能光伏发电等输出电压较低的新能源电力的广泛应用，大功率和高增益变换器的 研究成为电力研究领域的热点之一。实现DC/DC变换器的高增益和高可靠性W及对负荷调 整的快速响应特性为直流变换器努力追求的方向。
[0003] 传统直流变换器输出电压可W表示为V〇 = Vind/N，式中，Vo主要取决变压器应数比 N和占空比d。为了减少在高降压比下的低占空比的影响，一般将N的比率增大。然而，更高的 应数比将使变压器设计复杂化，变压器的寄生参数的设置，包括绕组电容，二次电阻和漏电 感等增加了设计难度。
[0004] 关于控制电路方面，传统型PWM电压控制方法由于其满足稳定性和控制精度的基 本要求，而广泛的应用于直流变换器中。但是，运种控制方法在输入电压和负载发生突变 时，由于控制电路中电压误差放大器的补偿电路带来的延时滞后，不仅造成了其瞬态响应 慢，降低了其动态特性。并且，电压误差放大器的补偿电路在设计和调试时较为复杂。W上 运些问题给设计者带来了很多困难，且延长了设计周期、消耗了大量人力物力。
【发明内容】
[0005] 本发明所要解决的技术问题是针对现有技术的不足提供一种高降压比的快响应 直流变换器系统。
[0006] 本发明的技术方案如下：
[0007] -种高降压比的快响应直流变换器系统，包括主电路、滞环比较器、电阻Ri和电阻 R2、电容C、反馈系数调整电阻Rf、控制电阻R;
[000引主电路包括输入电压Vin、整流二极管化1、整流二极管化2、中间电感^、开关Si、开 关S2、整流二极管Di、整流二极管02、输出滤波电感L2、滤波电容Co和负载电阻Ro。开关Si导 通时，中间电感^通过Vin充电，中间电感^的电流Ii线性增加，同时整流二极管化正向偏置 导通，L2通过电阻Ro放电，输出滤波电感L2电流12线性减小。随着Ii增加12减小，当l2 = Ii时， 整流二极管化反向偏置关断，1^1和12同时开始充电并逐步充至最大值。开关Si关断时,1^1正向 放电，给Csl充电，同时Cs2放电。当Cs2放电为零时，S2的寄生二极管导通，开关S2零电压导通， ^放电，Ii线性减小，整流二极管化正向偏置，L2通过电阻Ro放电，12线性减小。当12 = Ii时， 中间电感1^1反向放电，Cs流电，Csl放电。当Csl放电为零时，开关Si寄生二极管导通，L2通过电 阻Ro放电，12线性减小;至此主电路完整的工作周期完成，并进入下一个工作周期；
[0009] 主电路的输出电压V。通过反馈调整电阻Rf和控制电阻R相连共同对电容C进行充电 和放电，电容C两端的电压Vf作为滞环比较器的负极输入端，滞环比较器输出端Vu通过电阻 R沸Ri与参考电压化ef相连，电阻Ri和电阻R2连接点作为滞环比较器的正极输入端；
[0010] 滞环比较器的输出电平Vu经过驱动电路化ivers进行信号放大，实现主电路中开 关Si和S2在Vu为高电平时导通，Vu为低电平时关断；当电容C两端的电压Vf大于电压Vr时，滞 环比较器输出电压为高电平，Si和S2导通，反之当电容C两端的电压Vf小于电压Vr时，滞环比 较器输出电压为高电平，Si和S2关断；在Si和S2开通时，根据整流二极管化的操作，它可W分 为两个阶段;在第一阶段，因为Ii<I。，二极管化正向偏压导通;Li通过Vin充电并使电流Ii迅 速上升，L2继续放电并使电流I。渐落，直到Ii = I。;在第二阶段，因为二极管化是反向偏置关 闭，Li和L2串联并同时进入充电模式。
[0011] Vd可W通过式
十算，式中，Vs是变压器T二次侧的电压，Vd是通过 二极管化的电压，n = Li/L2;因为L2的充电电压是降低的，放电时间是增大的，所W高降压转 换得W实现。
[0012] 本发明主电路拓扑利用中间电感和输出侧电感分压特性，较好地实现高降压比转 换，并利用错位电容作用实现电路软开关动作。利用控制电路中滞环控制器实现在新型拓 扑结构下的快速瞬态响应特性，通过设计不同的输出电压的反馈支路，同时结合滞环比较 器的工作特点，有效调节控制信号的脉冲宽度，实现输出电压的稳定。控制电路中只需要一 个滞环比较器和反馈系数调节电阻，控制电路的器件数量大大减少，成本和体积均得到了 较大改善。而且，由于没有使用误差放大器，在消除了补偿电路带来的相位延迟问题的同 时，有效提高了控制电路的动态特性。
【附图说明】
[0013] 图1为本发明新型变换器系统主电路拓扑；
[0014] 图2为本发明工作原理波形图（con:传统的直流变换器，pro:本发明的直流变换 器)；
[0015] 图3为本发明和传统直流变换器占空比比较图；
[0016] 图4为本发明直流变换器占空比和输出电压的关系；
[0017] 图5为本发明高降压比滞环控制直流变换器系统；
[0018] 图6为本发明负载电流1〇跃降一倍时瞬态响应曲线；
[0019] 图7为本发明负载电流1〇跃升一倍时瞬态响应曲线；
【具体实施方式】
[0020] W下结合具体实施例，对本发明进行详细说明。
[0021] 参考图1、5,高降压比的快响应直流变换器系统，包括主电路、滞环比较器、电阻Ri 和电阻R2、电容C、反馈系数调整电阻Rf、控制电阻R;
[0022] 主电路包括输入电压Vin、整流二极管化1、整流二极管化2、中间电感^、开关Si、开 关S2、整流二极管Di、整流二极管〇2、输出滤波电感L2、滤波电容Co和负载电阻Ro。开关Si导 通时，中间电感^通过Vin充电，中间电感^的电流Ii线性增加，同时整流二极管化正向偏置 导通，L通过电阻Ro放电，输出滤波电感L2电流12线性减小。随着Ii增加12减小，当l2 = Ii时， 整流二极管化反向偏置关断，Li和L2同时开始充电并逐步充至最大值。开关Si关断时，Li正向 放电，给Csl充电，同时Cs2放电。当Cs2放电为零时，S2的寄生二极管导通，开关S2零电压导通， b放电，Ii线性减小，整流二极管化正向偏置，L2通过电阻Ro放电，12线性减小。当12 = Ii时， 中间电感^反向放电，Cs流电，Csl放电。当Csl放电为零时，开关Si寄生二极管导通，L通过电 阻Ro放电，12线性减小。至此主电路完整的工作周期完成，并进入下一个工作周期。
[0023] 主电路的输出电压V。通过反馈调整电阻Rf和控制电阻R相连共同对电容C进行充电 和放电，电容C两端的电压Vf作为滞环比较器的负极输入端，滞环比较器输出端Vu通过电阻 R沸化与参考电压化ef相连，电阻化和电阻R2连接点作为滞环比较器的正极输入端。
[0024] 滞环比较器的输出电平Vu经过驱动电路化ivers进行信号放大，实现主电路中开 关Si和S2在Vu为高电平时导通，Vu为低电平时关断。当电容C两端的电压Vf大于电压Vr时，滞 环比较器输出电压为高电平，Si和S2导通，反之当电容C两端的电压Vf小于电压Vr时，滞环比 较器输出电压为高电平，Si和S2关断。在Si和S2开通时，根据整流二极管化的操作，它可W分 为两个阶段。在第一阶段，因为Ii<I。，二极管化正向偏压导通。Li通过Vin充电并使电流Ii迅 速上升，L2继续放电并使电流I。渐落，直到Ii = I。。在第二阶段，因为二极管化是反向偏置关 闭，Li和L2串联并同时进入充电模式。
[0025] Vd可W通过支
-计算，式中，Vs是变压器T二次侧的电压，Vd是通过 二极管化的电压，n = Li/L2。因为L2的充电电压是降低的，放电时间是增大的，所W高降压转 换得W实现。
[0026] 本发明的变换器与传统的变新型换器的工作原理波形如图2所示。Iin是主电路输 入电流，Ii和I。分别流经电感^和12的电流，d为变换器的占空比。
[0027] 实际占空比d'通过等式(1)来计算，
[0033] 在相同的占空比d下，对比（2)(3)式并计算，提出的变换电路比传统的变换电路有 较低的输出电压。
[0034] 图3可W看出占空比化ro(新型)数值为5%，远小于常规80%占空比化on(常规）。
[0035] 图4中可W看出相同占空比下，本电路可实现更低输出电压，远小于常规设计。
[0036] 将滞环比较器输出电压经过控制电阻R与电容C相连，输出电压经反馈调整电阻Rf 和电容C相连，进而共同实现对电容C充放电速率的控制，同时滞环比较器输出电压经电阻 R2和Ri与参考电压化ef相连。通过滞环比较器输出电压可W使得阔值电压发生变化，通过电 压化ef使得阔值电压发生改变。可见在提出的新型控制方法中，对影响Vf变化的两个因素， 通过利用输出的快速动态调节和响应得W实现。被检测的电容电压Vf决定了功率开关管的 关断和导通时间。在一个开关周期内，电压Vf的上升和下降斜率与滞环比较器输出电压W 及阔值电压相关，因此，每一个开关周期的大小会因为滞环比较器输出电压变化而变化。与 传统型PWM电压控制方法进行比较，当负载电流改变时，输出端通过调节实现了电压反馈控 审IJ，具有了输出电压的瞬态响应时间短，超调量小，波动小，稳定性高，误差可控的特点，从 而满足了较好的动态和静态性能指标。
[0037] 图6图7中Vo、Vol分别为高降压比拓扑结构下滞环控制与传统PWM控制输出结果图， 从中可看出，在输入电压400V、输出电压为1.5V情况下，本控制系统瞬态响应特性优于传统 控制，实现了高降压比与快速瞬态响应。
[0038] 应当理解的是，对本领域普通技术人员来说，可W根据上述说明加 W改进或变换， 而所有运些改进和变换都应属于本发明所附权利要求的保护范围。
【主权项】
1.一种高降压比的快响应直流变换器系统，其特征在于，包括主电路、滞环比较器、电 阻心和电阻R2、电容C、反馈系数调整电阻Rf、控制电阻R; 主电路包括输入电压Vin、整流二极管Dsi、整流二极管Ds2、中间电感Li、开关Si、开关S2、 整流二极管Di、整流二极管D2、输出滤波电感L2、滤波电容Co和负载电阻Ro;开关51导通时， 中间电感Li通过V in充电，中间电感Li的电流Ιι线性增加，同时整流二极管D2正向偏置导通， L2通过电阻Ro放电，输出滤波电感L2电流12线性减小；随着I!增加12减小，当I 2 = I.，整流 二极管D2反向偏置关断，LjPL2同时开始充电并逐步充至最大值;开关Si关断时正向放 电，给C si充电，同时Cs2放电；当Cs2放电为零时，S2的寄生二极管导通，开关S 2零电压导通，Li 放电，Ιι线性减小，整流二极管D2正向偏置，L2通过电阻Ro放电，I2线性减小；当12 = Ιι时，中 间电感Li反向放电，Cs2充电，Csi放电；当Csi放电为零时，开关Si寄生二极管导通，L 2通过电阻 Ro放电，12线性减小;至此主电路完整的工作周期完成，并进入下一个工作周期； 主电路的输出电压V。通过反馈调整电阻Rf和控制电阻R相连共同对电容C进行充电和放 电，电容C两端的电压Vf作为滞环比较器的负极输入端，滞环比较器输出端Vu通过电阻办和 R!与参考电压Vref相连，电阻R!和电阻R2连接点作为滞环比较器的正极输入端； 滞环比较器的输出电平Vu经过驱动电路Drivers进行信号放大，实现主电路中开关&和 &在Vu为高电平时导通，Vu为低电平时关断；当电容C两端的电压Vf大于电压V R时，滞环比较 器输出电压为高电平，SjPS2导通，反之当电容C两端的电压Vf小于电压V R时，滞环比较器输 出电压为高电平，SjPS2关断;在SjPS2开通时，根据整流二极管D 2的操作，它可以分为两个 阶段;在第一阶段，因为IKI。，二极管D2正向偏压导通山通过V in充电并使电流迅速上升， L2继续放电并使电流I。渐落，直到= 在第二阶段，因为二极管D 2是反向偏置关闭，"和 L2串联并同时进入充电模式； Vd可以通过式计算，式中，Vs是变压器T二次侧的电压，Vd是通过二极 管〇2的电压，n = U/L2;因为L2的充电电压是降低的，放电时间是增大的，所以高降压转换得 以实现。
【文档编号】H02M3/335GK106059316SQ201610601992
【公开日】2016年10月26日
【申请日】2016年7月28日 公开号201610601992.2, CN 106059316 A, CN 106059316A, CN 201610601992, CN-A-106059316, CN106059316 A, CN106059316A, CN201610601992, CN201610601992.2
【发明人】刘永晓, 田野, 王兆军, 程法民, 宋王强, 任敬刚, 董强, 常希田, 崔彬, 李金泉, 李爱清, 于春明, 姜风水, 张福军, 米兰辉, 李建伟
【申请人】国网山东省电力公司东营供电公司, 国家电网公司