应用于直流配电网的隔离直流变换器软启动系统及方法与流程

本发明涉及一种应用于直流配电网的隔离直流变换器软启动系统及方法。

背景技术：

随着低压分布式发电与储能设备的大量接入，在低压领域直流微电网将是最主要的运行方式。不同于交流配电网，直流配电网中不存在频率波动、功率因数等问题，但不能像交流配网那样通过工频变压器实现电压变换、功率传输与电气隔离，需要依赖于隔离型直流变换器。其实现方式是通过电力电子器件将电能转化为高频电能，再通过高频变压器实现电压变换和电气隔离。常用的隔离型直流变换器包括正激型、反激型、推挽型和全桥型等。其中，双有源桥以其高功率密度、低纹波、功率双向流动和易于实现软开关等优点，被认为是最适合用于直流配网的拓扑。双有源桥拓扑如图1所示。

对于双有源桥的控制通常采用单移相控制、扩展移相控制、双移相控制和谐振控制等方法。对于采用移相控制双有源桥作为直流配网中隔离直流变换器的情况，在系统启动时，电容视为短路状态，系统会有较大的冲击电流。传统的方法具有不足，如：(1)串电阻软启动方法，但该方法会增加损耗，同时机械触点会降低系统可靠性；(2)利用辅助电路的启动方法，但这种方法会增加系统复杂性。

技术实现要素：

本发明为了解决上述问题，提出了一种应用于直流配电网的隔离直流变换器软启动系统及方法，本发明通过占空比和移相控制协同调节，可以实现输出侧电容电压平滑建立，从而有效抑制启动电流。启动过程简单，无需复杂的逻辑。

为了实现上述目的，本发明采用如下技术方案：

一种应用于直流配电网的隔离直流变换器软启动控制系统，包括双有源桥隔离直流变换器、pwm信号发生器、单移相控制器和占空比调节器；其中，直流变换器的拓扑结构是采用单移相控制的双有源桥。单移相控制器包括运算器和pi调节器，运算器计算检测的输出直流电压与直流电压给定值之差，该差值输入pi调节器，pi调节器的输出连接到pwm信号发生器；所述占空比调节器输出连接到pwm信号发生器，pwm信号发生器的输出连接到双有源桥各个开关管的驱动端。

一种应用于直流配电网的隔离直流变换器软启动方法，包括以下实施步骤：

(1)直流变换器启动后，输入侧h桥输出方波电压占空比按照斜坡函数逐渐由0增加到0.5，设定占空比从0到达0.5的时间为启动时间；

(2)直流变换器启动后，保持输出侧h桥输出方波电压占空比始终为0.5；

(3)直流变换器启动后，在启动时间内，输出给定电压按照斜坡函数从0逐渐增加到额定值，输出给定电压的变化与输入侧h桥输出方波电压占空比的变化保持一致。

直流变换器的拓扑结构是采用单移相控制的双有源桥。

在启动时间内，步骤(1)-步骤(3)同时执行。

所述步骤(1)中，通过引入内移相角θ，且θ从0逐渐增加到π，输出方波电压占空比从0增加到0.5。

所述步骤(1)中，输入侧h桥的驱动信号都是占空比0.5的方波。

进一步的，所述步骤(1)中，输入侧h桥的位于同一边的开关管的驱动信号互补。

所述步骤(2)中，输出侧h桥的驱动信号都是占空比0.5的方波，且位于同一边的开关管的驱动信号互补。

所述步骤(3)中，直流变换器输出电压通过单移相控制闭环调节。

所述步骤(3)中，直流变换器输出电压与设定电压之差输入pi调节器，调节器的输出是双有源桥输出侧h桥方波电压相对于输入侧h桥方波电压的移相角。

所述步骤(3)中，通过移相控制调节输出电压跟随斜坡电压给定值，直流变换器启动后，给定电压与实际电压的偏差送入pi调节器，pi调节器的输出即为移相角

与现有技术相比，本发明的有益效果为：本发明通过在设定的启动时间内，输入侧h桥方波电压占空比和移相控制同时调节。在本发明所提出的软启动方式下，启动时冲击电流完全消失，输出侧直流电容电压平稳上升，启动过程中没有冲击和振荡现象，可以实现隔离直流变换器启动时刻零电流冲击和实现全启动过程中高频隔离变压器无直流偏磁。有效抑制启动时电流冲击和直流电压振荡，系统具备很好的抗扰能力且不需要采用附加的电路和启动电阻，启动逻辑简单。

附图说明

构成本申请的一部分的说明书附图用来提供对本申请的进一步理解，本申请的示意性实施例及其说明用于解释本申请，并不构成对本申请的不当限定。

图1为双有源桥拓扑图；

图2为本发明提出的软启动方法控制框图；

图3(a)为双有源桥开关等效模型；

图3(b)为双有源桥基波等效模型；

图4为启动后第一个半个开关周期内等效电路图；

图5为输入输出侧h桥方波电压伏秒平衡示意图；

图6为双有源桥直接启动方法的仿真结果；

图7为本发明提出的软启动方法的仿真结果；

图8为启动结束后，稳态负载突变时的仿真结果；

图9为本发明的软启动控制系统框图。

具体实施方式：

下面结合附图与实施例对本发明作进一步说明。

应该指出，以下详细说明都是例示性的，旨在对本申请提供进一步的说明。除非另有指明，本文使用的所有技术和科学术语具有与本申请所属技术领域的普通技术人员通常理解的相同含义。

需要注意的是，这里所使用的术语仅是为了描述具体实施方式，而非意图限制根据本申请的示例性实施方式。如在这里所使用的，除非上下文另外明确指出，否则单数形式也意图包括复数形式，此外，还应当理解的是，当在本说明书中使用术语“包含”和/或“包括”时，其指明存在特征、步骤、操作、器件、组件和/或它们的组合。

以如图1所示双有源桥结构阐述直流配电网的隔离直流变换器软启动方法。

隔离直流变换器结构包括两个h桥：h桥1与h桥2。两个h桥逆变侧输出通过高频隔离变压器连接，整流侧分别与滤波电容器连接。在h桥1整流侧接入输入电压源，为输入直流配网；h桥2的整流侧接直流负载，为输出直流配网。ls为高频隔离变压器漏感，高频隔离变压器的变比为n1:n2。隔离直流变换器的电压变比为d，即uout:uin＝d:1。

两个h桥均由控制信号驱动。对于h桥1，开关管s1与s2的驱动信号互补，s3与s4的驱动信号互补；对于h桥2，开关管s5与s6的驱动信号互补，s7与s8的驱动信号互补。

如图9所示，一种应用于直流配电网的隔离直流变换器软启动控制系统，包括双有源桥隔离直流变换器、pwm信号发生器、单移相控制器和占空比调节器；其中，直流变换器的拓扑结构是采用单移相控制的双有源桥。单移相控制器包括运算器和pi调节器，运算器计算检测的输出直流电压与直流电压给定值之差，该差值输入pi调节器，pi调节器的输出连接到pwm信号发生器；所述占空比调节器输出连接到pwm信号发生器，pwm信号发生器的输出连接到双有源桥各个开关管的驱动端。

本发明中隔离直流变换器软启动方法主要包括以下内容：

(1)输入侧h桥方波输出方波电压占空比逐渐增大。直流变换器启动后，在启动时间tstart内，输入侧h桥输出方波电压占空比d’按照斜坡函数逐渐由0增加到0.5；

(2)直流变换器启动后，输出侧h桥输出方波电压占空比始终为0.5。

(3)输出给定电压逐渐增大到额定值。直流变换器启动后，在启动时间tstart内，输出给定电压按照斜坡函数从0逐渐增加到额定值。输出给定电压的变化与输入侧h桥输出方波电压占空比d’的变化保持一致。

(4)在启动时间tstart内，(1)、(2)、(3)步骤同时执行。

步骤(1)中，s1～s4的驱动信号都是占空比0.5的方波，忽略死区，s1的驱动信号与s2互补，s3与s4互补。直流变换器启动后，s3的驱动波形落后于s1θ角度，θ在tstart时间内由0逐渐增加到π，对应h桥1输出方波电压占空比d’从0增加到0.5。d’＝θ/2π。

步骤(2)中，s7～s8的驱动信号都是占空比0.5的方波，忽略死区，s5的驱动信号与s6互补，s7与s8互补。s7的驱动波形落后于s5π角度。对应h桥2输出方波电压占空比为0.5。

步骤(3)中，通过移相控制调节输出电压跟随斜坡电压给定值。直流变换器启动后，给定电压与实际电压的偏差送入pi调节器，pi调节器的输出即为移相角是s5的驱动波形落后于s1的角度。

在本发明中，启动过程中逐渐增加输入侧h桥方波电压占空比可以抑制启动冲击电流，其控制原理详述如下：双有源桥开关等效模型如图3(a)所示，uab为高频变压器输入侧的开关等效电源，ucd(n1/n2)是高频变压器输出侧折算到输入侧的开关等效电源。利用基波分析法，将图3(a)中的开关模型等效为图3(b)中的基波等效模型。upri是高频变压器输入侧的基波等效电源，usec是高频变压器输出侧折算到输入侧的基波等效电源。利用图3(b)，可求得双有源桥的输出功率表达式为：

对于特定的内移相角θ，输出方波电压的基波分量为：

在启动时刻，θ≈0，upri≈0，ils≈0，故逐渐增加内移相角θ，可以有效抑制启动电流。

启动后半个开关周期内电流时域表达式可近似为一阶电路的零状态响应求出：

其中rls为高频变压器串联等效电阻。式(3)以泰勒级数展开，启动电流近似表达式为：

ils(t)＝uint/ls(4)

若直接启动，则在半个开关周期结束后ils(ts/2)＝uints/2ls；若第一个开关周期内占空比为d’，则ils(ts/2)＝d’uints/2ls，启动电流会降低d’倍，当d’＝0时，ils(ts/2)＝0，实现启动电流为0。所以，控制内移相角θ从0逐渐增加到π，可以实现直流变换器启动时刻零电流冲击。

在本发明中，输出给定电压需要按照斜坡函数从0逐渐增加到额定值。输出给定电压的变化与输入侧h桥输出方波电压占空比d’的变化保持一致。其原理详述如下。为简化分析，令高频变压器变比n1/n2＝1，直流变换器变比d＝1。根据图3(b)的等效模型，电感电流相量的幅值表达式为：

由式(5)可知，影响电感电流大小的有两个因素，一是两个等效电源幅值之差，二是两个等效电源的相角差。由式(1)可知，当时，传输功率p＝0，(5)可化简为：

故两个等效电源幅值之差对和功率传输无关，却会增加电感电流的幅值。根据图3(a)，可写出半个开关周期内电感电流增量的表达式：

根据式(7)，若保证两个等效电源半周期内产生大小相同方向相反的电流增量，以减小由于两个等效电源的幅值不同造成的电流增量，使电流增量全部用于功率传输，则可以限制启动电流的幅值。即通过控制使upri＝usec。

启动某时刻h桥输出方波电压波形示意如图5，忽略移相角输入侧h桥输出方波电压占空比为d’。输出侧h桥方波电压占空比为0.5。根据伏秒平衡，若保持

即

即d’uin＝uout＝duin，d＝d’，可保证启动过程中upri≈usec。所以，若给定电压的变化与输入侧h桥方波电压占空比的变化保持一致，可以进一步抑制启动阶段的电流。

在matlab/simulink2015b中的仿真参数如下表。隔离直流变换器的启动从1s开始。图6为双有源桥直接启动的波形。tstart＝1s，给定电压斜坡上升到750v，初始时刻输入输出侧h桥输出方波占空比为0.5，直接启动。可见输出侧电容电压平稳上升，但启动时有极大的冲击电流，峰值约180a。启动电流的局部图验证了式(3)，证明启动冲击电流是由于上电后第一个ts/2内输入侧直流电源持续给电感充电所致。且在刚启动的一段时间内电感电流存在直流偏置，不利于高频变压器的稳定工作。本发明提出方法的启动波形如图7所示，tstart＝1s。启动时刻的冲击电流被完全消除，电容电压平稳充电至750v，且在启动过程中没有瞬态的冲击和振荡现象。

为了验证本发明所使用的控制器的稳定性，稳态运行时负载突变的波形如图8所示。负载rl在4s时由56ω突变至28ω(50％额定负荷突变至满负荷)。可见在负载突变后输出电压发生了跌落，约0.3s后恢复正常电压。负载突变时无明显的电流冲击。

通过以上仿真结果可知，本发明所提出的应用于直流配电网的隔离直流变换器软启动方法可以有效抑制直流变换器的启动冲击电流，实现直流变换器启动时零电流冲击，在启动过程中没有冲击和振荡现象的发生。启动过程中电感电流正负对称，高频隔离变压器激励电压正负对称，不存在直流偏磁问题。系统具有良好的抗扰性。

以上所述仅为本申请的优选实施例而已，并不用于限制本申请，对于本领域的技术人员来说，本申请可以有各种更改和变化。凡在本申请的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本申请的保护范围之内。

上述虽然结合附图对本发明的具体实施方式进行了描述，但并非对本发明保护范围的限制，所属领域技术人员应该明白，在本发明的技术方案的基础上，本领域技术人员不需要付出创造性劳动即可做出的各种修改或变形仍在本发明的保护范围以内。