基于旋转高频注入法的IPMSM位置观测方法、系统及驱动系统与流程

本发明涉及永磁同步电机控制领域，具体的说是基于高频注入法的ipmsm无位置传感器控制策略。

背景技术：

近年来，内置式永磁同步电机(ipmsm)在功率密度、效率等方面的优势使其获得了广泛的应用。矢量控制是永磁同步电机的主流控制方案，其解耦控制特性有利于系统控制性能的提升。转子磁链位置的准确获得是矢量控制系统实现解耦控制的前提。尽管光电编码器、旋变等机械传感器的安装，能够较为准确地实现速度信号的检测。但是，一方面，在电动车、风力发电等强烈振动场合，传感器的有效使用寿命难以得到保证，降低了系统运行可靠性；另一方面，机械传感器及其检测电路也增加了变流驱动系统成本和硬件安装复杂性。为了提高运行效率、降低运维成本、增强运行可靠性，采用无位置传感器控制方式的永磁同步电机驱动系统是永磁电机控制技术发展的主流趋势。

根据电机运行范围适用性的不同，无传感器控制技术主要分为中高速模型法和零低速凸极特性跟踪法两类。模型法主要利用反电动势或者磁链信息对转子位置进行估计。这类方法在中高速范围取得了较好的效果，但在低速运行时反电动势或者磁链信息的信噪比低，难以较为准确地提取转子位置信息。凸极性跟踪法主要是通过外加高频激励信号，利用电机自身的凸极特性来获取转子位置。由于此类方法是对电机凸极特性的跟踪，具有较强的电机参数鲁棒性，在零低速运行范围内能够获得较好的转子位置观测精度。凸极性跟踪法的代表性方法为高频注入法，并且根据注入信号的不同又可将其分为脉振高频注入法、方波高频注入法和旋转高频注入法三类。脉振高频注入法观测器调节困难，方波高频注入法存在较大的高频损耗及噪声，且脉振高频注入和方波高频注入都存在起动发散风险。

相比而言，旋转高频注入法更易于调试和实现。然而，在实际工程应用中，旋转高频注入法受到数字控制延时和滤波器延时的影响，若不能采取有效的补偿措施，其转子位置观测精度将受到限制。为此，许多学者做出不同的尝试。如题为“anon-linepositionerrorcompensationmethodforsensorlessipmmotordrivesusinghighfrequencyinjection”(j.liu，t.nondahl，s.royak，etal.energyconversioncongressandexposition，2009:1946-1953.)的文章。该文章通过记录不同电机转速下滤波器的群时延，从而对滤波器延时进行在线查表补偿，这不仅需要繁琐的调试过程，而且缺少通用性，不利于工程应用。

如题为“anewrotorpositionestimationmethodofipmsmusingall-passfilteronhigh-frequencyrotatingvoltagesignalinjection”(kimsi，imjh，songey，etal.ieeetransactionsonindustrialelectronics，2016，63(10):6499-6509.)的文章。采用全通滤波器消除控制延时，但受到电流检测精度的限制，且其反正切求取位置的计算方案易受到噪声干扰。

如题为“杨健，杨淑英，李浩源等.基于旋转高频电压注入的永磁同步电机转子初始位置辨识方法.(电工技术学报，2018，33(15):3547-3555.)的文章。这篇文章提出通过正序高频电流信息实现对控制和解调延时的统一补偿策略。然而，静止坐标系下的提取方案限制了其对电机转速的适应性。在电机运转时，因静止坐标系下高频响应电流正、负序分量频率的不同，相应的延时影响也将不同，影响了通过正序电流相位信息对负序电流相位误差补偿的精确，且反正切求取补偿角度的方案易受到噪声干扰。

综上所述，现有技术均未能较为全面的提供一种实现旋转高频注入法在零、低速情况下有效消除数字控制控制延时和滤波器延时的影响同时兼顾较好的动态性能的方法。

技术实现要素：

本发明所要解决的技术问题在于如何消除旋转高频注入法在零、低速情况下数字控制延时和滤波器延时对转子位置观测的影响。

本发明是通过以下技术方案解决上述技术问题的：一种基于旋转高频注入法的ipmsm位置观测方法，包括下述步骤：

步骤1，在电机完成初始位置检测后，向电机静止αβ坐标系中注入高频电压信号

步骤2，定子电流采样模块采样得到电机三相电流ia、ib、ic，变换得到估计的d-q坐标轴，即轴系下的目标电流和

步骤3，对和经带通滤波器提取得到坐标系下高频响应电流和

步骤4，通过坐标变换和低通滤波器，提取轴高频响应电流和的正序分量，并对正序电流分量标幺；

步骤5，通过坐标变换和低通滤波器，提取坐标系下高频响应电流和的负序分量，并对负序电流分量标幺；

步骤6，将所得高频正、负序电流标幺值进行矢量叉乘，获得估计的电机转速和位置。

作为进一步优化的技术方案，所述步骤1中，向电机静止αβ坐标系中注入高频电压信号如下式所示：

式中：uh为高频电压幅值，ωh为高频电压角频率，t表示注入高频电压信号的时间。

作为进一步优化的技术方案，所述步骤2的具体变换过程如下：

1)将定子电流采样模块采样得到电机三相电流ia、ib、ic经过clark变换到静止αβ坐标系中得到和变换公式如下：

2)将和经过park变换到估计的同步旋转坐标系，得到和坐标变换角度为估计角变换公式如下：

步骤3中对和经带通滤波器提取得到坐标系下高频响应电流和如下式所示：

式中：为高频响应电流正序分量幅值；为高频响应电流负序分量幅值；为均值电感；为差值电感；ld、lq为d、q轴电感；ωr为电机真实电角频率，θr＝ωrt+θ0，θr为转子位置角，θ0表示转子的初始位置，为简化表述在本发明公式推导中将初始位置设置为0，即θr＝ωrt；为估计的电角频率，

作为进一步优化的技术方案，所述步骤4的具体过程如下：

1)坐标变换，式(4)两边同乘如下式所示：

2)式(5)经过低通滤波器，即可获得坐标系下高频响应电流正序分量和如下式所示：

3)对式(6)进行标幺，得到坐标系下高频响应电流正序分量标幺值和如下式所示：

作为进一步优化的技术方案，所述步骤5的具体过程如下：

1)坐标变换，式(4)两边同乘如下式所示：

2)式(8)经过低通滤波器，即可获得坐标系高频响应电流负序分量和如下式所示：

3)对式(9)进行标幺，得到坐标系下高频响应电流负序分量标幺值和如下式所示：

作为进一步优化的技术方案，所述步骤6的具体过程如下：

(一)数字控制延时和滤波器延时对高频响应电流正、负序分量标幺值的影响：

综合考虑数字控制延时和滤波器延时，式(7)和式(10)中的高频响应电流正、负序分量标幺值表示为：

式中，ts为开关周期，为高频响应电流正序分量标幺值考虑数字控制延时所产生的误差；为高频响应电流负序分量标幺值考虑控制延时所产生的误差；为高频负序电流综合考虑数字控制延时和滤波器延时的统一误差，为高频响应电流正序分量标幺值考虑滤波器延时所产生的误差；为高频响应电流负序分量标幺值考虑滤波器延时所产生的误差；当估计的电角频率收敛电机真实电角频率，即高频响应电流正、负序分量标幺值具有相同的频率，此时，

(二)将所得高频正、负序电流标幺值进行矢量叉乘，所得锁相误差经过锁相环获得估计的电角频率和位置，最后针对残差对估计位置进行补偿，得到准确的位置信息。

作为进一步优化的技术方案，得到准确的位置信息包括下述步骤：

1)式(11)得到综合考虑数字控制延时和滤波器延时的高频响应电流正、负序分量标幺值，对其进行矢量叉乘，如下式所示：

式中，△θ为锁相误差；△θr为位置误差，ε＝-3tsωr，ε为残差；当估计的电角频率收敛电机真实电角频率，即此时，

2)由式(14)得锁相误差信号经锁相环得估计的电角频率和估计位置如下式所示：

式中:kp为锁相环的比例系数，ki为锁相环的积分系数，s为拉普拉斯算子；

3)最后针对残差对估计位置进行补偿，得到准确的位置如下式所示：

其中，ε表示基频频率相关的控制延时。

本发明还公开一种使用上述任一项基于旋转高频注入法的ipmsm位置观测方法的位置观测系统，包括定子电流采样模块、clark模块、第一park模块、带通滤波器、正、负序电流的提取模块、矢量叉乘模块、锁相环、第一比较器；

定子电流采样模块采样得到逆变器的三相电流ia、ib、ic，三相电流ia、ib、ic经clark模块变换到静止αβ坐标系中得到和

和通过第一park模块变换到估计的同步旋转坐标系，得到和坐标变换角度为估计角

经过第一park模块变换得到的和经带通滤波器提取得到坐标系下高频响应电流和

通过正、负序电流的提取模块提取轴高频响应电流的正序分量和负序分量；

矢量叉乘模块将高频响应电流正、负序分量标幺值进行矢量叉乘后相加得锁相误差△θ；

锁相误差△θ经锁相环得估计的电角频率和估计位置再针对残差通过第一比较器对估计位置进行补偿，得到准确的位置

本发明还公开一种使用上述任一项所述的基于旋转高频注入法的ipmsm位置观测方法的ipmsm驱动系统，包括vsi、ipmsm、定子电流采样模块、clark模块、第一park模块、第二park模块、带通滤波器、正、负序电流的提取模块、矢量叉乘模块、锁相环、第一比较器、第二比较器、第一调节器，mtpa模块、第三比较器，第二调节器，第四比较器，第三调节器，带阻滤波器、反park模块、第一加法器、第二加法器、svpwm；

定子电流采样模块采样得到逆变器的三相电流ia、ib、ic，三相电流ia、ib、ic经clark模块变换到静止αβ坐标系中得到和

和分别通过第一park模块和第二park模块变换到估计的同步旋转坐标系，得到和坐标变换角度为估计角

经过第一park模块变换得到的和经带通滤波器提取得到坐标系下高频响应电流和

经过第二park模块变换得到的和经带阻滤波器提取得到坐标系下基频反馈电流

通过正、负序电流的提取模块提取轴高频响应电流的正序分量和负序分量；

矢量叉乘模块将高频响应电流正、负序分量标幺值进行矢量叉乘后相加得锁相误差△θ；

锁相误差△θ经锁相环得估计的电角频率和估计位置再针对残差通过第一比较器对估计位置进行补偿，得到准确的位置

所述第二比较器，用于将所述估计的电角频率与参考的电角频率进行作差运算；

所述第一调节器用于将第一比较器得到的差值通过pi调节后输出参考电流；

参考电流经mtpa模块后得到坐标系下参考电流

所述第三比较器，用于将所述轴参考电流与轴带阻滤波器输出的基频反馈电流进行作差运算；

所述第二调节器用于将第三比较器得到的轴电流误差经pi调节后输出轴电压参考值

所述第四比较器，用于将所述轴参考电流与轴基频反馈电流进行作差运算；

所述第三调节器用于将第四比较器得到的轴电流误差经pi调节后输出轴电压参考值

所述反park模块用于将估计的同步旋转坐标系下的参考电压转换到静止坐标系下的参考电压uα^*，uβ^*，坐标变换角度为估计角

所述参考电压uα^*与所述高频电压信号通过第一加法器相加，所述参考电压uβ^*与所述高频电压信号通过第二加法器相加；

所述svpwm模块用于将第一加法器和第二加法器输出的值进行空间矢量脉宽调制，输出pwm波至逆变器模块，所述逆变器驱动ipmsm。

作为进一步优化的技术方案，所述正、负序电流的提取模块包括正序电流标幺提取模块和负序电流标幺提取模块，所述正序电流标幺提取模块包括依次相连的第一乘法单元、第一低通滤波器、正序分量标幺单元，所述负序电流标幺提取模块包括依次相连的第二乘法单元、第二低通滤波器、负序分量标幺单元；

高频响应电流和通过第一乘法单元进行坐标变换，经过坐标变换再经过第一低通滤波器，获得坐标系下高频响应电流正序分量和通过正序分量标幺单元进行正序分量标幺，得到坐标系下高频响应电流正序分量标幺值和

高频响应电流和通过第二乘法单元进行坐标变换，经过坐标变换再经过第二低通滤波器，获得坐标系下高频响应电流负序分量和通过负序分量标幺单元进行负序分量标幺，得到坐标系下高频响应电流负序分量标幺和

本发明相比现有技术具有以下优点：

(1)本发明的高频电流信号提取和位置解调过程在估计的同步旋转坐标系下实施，在此坐标系下，通过高频响应电流正、负序分量相关联信息进行矢量叉乘，在获取位置信息的同时实现数字控制延时和滤波器延时的自动较准，无论是使ipmsm驱动系统运行于零速还是低速，都具有较高的位置观测精度。

(2)与根据查表所得滤波器群延时补偿方案相比，本发明算法简单，对滤波器设计要求不高，易于实现，可精确的消除滤波器延时的影响，同时具备较好的动态过程补偿能力。

(3)与引入全通滤波器来估计转子位置方案相比，本发明并不用要求高电流检测精度，与此同时，通过对高频响应电流正、负序分量进行标幺，避免了参数变化对位置估计的影响，通过矢量叉乘后经锁相环所得到的估计位置信息相比反正切得到估计位置信息大大减小噪声。

(4)与在静止坐标系下提取高频响应电流正序分量用以补偿由高频响应电流负序分量估计的位置方案相比，本发明不仅仅局限于零速，同时适用于旋转高频注入法低速运行情况，具备更广的应用范围。

附图说明

图1为本发明中ipmsm无位置传感器控制系统的控制框图。

图2为本发明中正、负序电流标幺值提取框图。

图3为估计的电角频率为84rad/s时突加突减额定负载的情况下传统方案与本发明方案对比图(传统方案参考文献：“rotorpositionandvelocityestimationforasalient-polepermanentmagnetsynchronousmachineatstandstillandhighspeed.”(m.j.corley,r.d.lorenz.ieeetransactionsonindustryapplications,1998,34(4):784-789.))。

图4为空载条件下估计的电角频率由0rad/s-168rad/s-0s/rad升降速的情况下传统方案与本发明方案对比图。

具体实施方式

下面对本发明的实施例作详细说明，本实施例在以本发明技术方案为前提下进行实施，给出了详细的实施方式和具体的操作过程，但本发明的保护范围不限于下述的实施例。

本发明提供的基于旋转坐标系解调的ipmsm(内置式永磁同步电机)旋转高频注入法位置观测方法应用在图1所示的内置式永磁同步电机驱动系统中。

参见图1～图(4)，本实施例基于旋转坐标系解调的ipmsm旋转高频注入法位置观测方法按如下步骤进行：

步骤1，在电机完成初始位置检测后，如图1所示，向电机静止αβ坐标系中注入高频电压信号如下式所示：

式中：uh为高频电压幅值，ωh为高频电压角频率，t表示注入高频电压信号的时间；

步骤2，如图1所示，定子电流采样模块采样得到电机三相电流ia、ib、ic，变换得到估计的d-q坐标轴，即轴系下的目标电流和具体变换过程如下：

1)将定子电流采样模块采样得到电机三相电流ia、ib、ic经过clark变换到静止αβ坐标系中得到和变换公式如下：

2)将和经过park变换到估计的同步旋转坐标系，得到和坐标变换角度为估计角变换公式如下：

步骤3，如图1所示，对和经带通滤波器提取得到坐标系下高频响应电流和如下式所示：

式中：为高频响应电流正序分量幅值；为高频响应电流负序分量幅值；为均值电感；为差值电感；ld、lq为d、q轴电感；ωr为电机真实电角频率，θr＝ωrt+θ0，θr为转子位置角，θ0表示转子的初始位置，为简化表述在本发明公式推导中将初始位置设置为0，即θr＝ωrt；为估计的电角频率，

步骤4，如图2所示，通过坐标变换和低通滤波器，提取轴高频响应电流的正序分量，并对正序电流分量标幺，具体过程如下：

1)坐标变换，式(4)两边同乘如下式所示：

2)式(5)经过低通滤波器，即可获得坐标系下高频响应电流正序分量和如下式所示：

3)对式(6)进行标幺，得到坐标系下高频响应电流正序分量标幺值和如下式所示：

步骤5，如图(2)所示，提取坐标系下高频响应电流的负序分量，并对负序电流分量标幺，具体过程如下：

1)坐标变换，式(4)两边同乘如下式所示：

2)式(8)经过低通滤波器，即可获得坐标系高频响应电流负序分量和如下式所示：

3)对式(9)进行标幺，得到坐标系下高频响应电流负序分量标幺值和如下式所示：

步骤6，如图1所示，通过矢量叉乘，获得估计的电机转速和位置。

(一)数字控制延时和滤波器延时对高频响应电流正、负序分量标幺值的影响。

综合考虑数字控制延时和滤波器延时，式(7)和式(10)中的高频响应电流正、负序分量标幺值可表示为：

式中，ts为开关周期，为高频响应电流正序分量标幺值考虑数字控制延时所产生的误差；为高频响应电流负序分量标幺值考虑控制延时所产生的误差；为高频负序电流综合考虑数字控制延时和滤波器延时的统一误差。为高频响应电流正序分量标幺值考虑滤波器延时所产生的误差；为高频响应电流负序分量标幺值考虑滤波器延时所产生的误差；当估计的电角频率收敛电机真实电角频率，即高频响应电流正、负序分量标幺值具有相同的频率，此时，

(二)将所得高频正、负序电流标幺值进行矢量叉乘，所得锁相误差经过锁相环获得估计的电角频率和位置，最后针对残差对估计位置进行补偿，得到准确的位置信息。

1)式(11)得到综合考虑数字控制延时和滤波器延时的高频响应电流正、负序分量标幺值，对其进行矢量叉乘，如下式所示：

式中，△θ为锁相误差；△θr为位置误差，ε＝-3tsωr，ε为残差；当估计的电角频率收敛电机真实电角频率，即此时，

2)由式(14)得锁相误差信号经锁相环得估计的电角频率和估计位置如下式所示：

式中:kp为锁相环的比例系数，ki为锁相环的积分系数，s为拉普拉斯算子。

3)最后针对残差对估计位置进行补偿，得到准确的位置如下式所示：

其中，ε表示基频频率相关的控制延时。

参阅图3和图4，图3为估计的电角频率为84rad/s时突加突减额定负载的情况下传统方案与本发明方案对比图(传统方案参考文献：“rotorpositionandvelocityestimationforasalient-polepermanentmagnetsynchronousmachineatstandstillandhighspeed.”(m.j.corley,r.d.lorenz.ieeetransactionsonindustryapplications,1998,34(4):784-789.))。图4为空载条件下估计的电角频率由0rad/s-168rad/s-0s/rad升降速的情况下传统方案与本发明方案对比图。

图3(a)为传统方案的估计的电角频率为84rad/s突加突减额定负载实验波形图；图3(b)为本发明方案的估计的电角频率为84rad/s时突加突减额定负载实验波形图；从图中可以看到，传统方案突加突减额定负载前后位置误差不同，且位置误差波动幅度大，最大可达20°。而本发明方案突加突减额定负载前后位置误差基本维持不变，位置误差波动幅度小，最大不超过10°。说明本发明方案在负载扰动情况下仍具有较高的位置观测精度。

图4(a)为传统方案的空载条件下估计的电角频率由0rad/s-168rad/s-0s/rad升降速实验波形图；图4(b)为本发明方案的空载条件下估计的电角频率由0rad/s-168rad/s-0s/rad升降速实验波形图；从图中可以看到，传统方案随估计的电角频率变化位置误差有明显的波动。而本发明方案随估计的电角频率变化位置误差没有明显的波动，具有良好的转速适应性。)

请参阅图1，本发明提供的ipmsm旋转高频注入法位置观测方法应用在图1所示的内置式永磁同步电机驱动系统中。所述永磁同步电机驱动系统包括vsi(逆变器)、ipmsm、定子电流采样模块、clark模块、第一park模块、第二park模块、带通滤波器、正、负序电流的提取模块、矢量叉乘模块、锁相环、第一比较器、第二比较器、第一调节器，mtpa(最大转矩电流比)模块、第三比较器，第二调节器，第四比较器，第三调节器，带阻滤波器、反park模块、第一加法器、第二加法器、svpwm。

定子电流采样模块采样得到逆变器的三相电流ia、ib、ic，三相电流ia、ib、ic经clark模块变换到静止αβ坐标系中得到和

和分别通过第一park模块和第二park模块变换到估计的同步旋转坐标系，得到和坐标变换角度为估计角

经过第一park模块变换得到的和经带通滤波器提取得到坐标系下高频响应电流和

经过第二park模块变换得到的和经带阻滤波器提取得到坐标系下基频反馈电流

通过正、负序电流的提取模块提取轴高频响应电流的正序分量和负序分量。参照图2所示，所述正、负序电流的提取模块包括正序电流标幺提取模块和负序电流标幺提取模块，所述正序电流标幺提取模块包括依次相连的第一乘法单元、第一低通滤波器(lpf)、正序分量标幺单元，所述负序电流标幺提取模块包括依次相连的第二乘法单元、第二低通滤波器(lpf)、负序分量标幺单元。高频响应电流和通过第一乘法单元进行坐标变换，经过坐标变换再经过第一低通滤波器，获得坐标系下高频响应电流正序分量和通过正序分量标幺单元进行正序分量标幺，得到坐标系下高频响应电流正序分量标幺值和高频响应电流和通过第二乘法单元进行坐标变换，经过坐标变换再经过第二低通滤波器，获得坐标系下高频响应电流负序分量和通过负序分量标幺单元进行负序分量标幺，得到坐标系下高频响应电流负序分量标幺和

矢量叉乘模块将高频响应电流正、负序分量标幺值进行矢量叉乘后相加得锁相误差△θ。

锁相误差△θ经锁相环得估计的电角频率和估计位置再针对残差通过第一比较器对估计位置进行补偿，得到准确的位置

所述第二比较器，用于将所述估计的电角频率与参考的电角频率进行作差运算。

所述第一调节器用于将第一比较器得到的差值通过pi调节后输出参考电流。

参考电流经mtpa模块后得到坐标系下参考电流

所述第三比较器，用于将所述轴参考电流与轴带阻滤波器输出的基频反馈电流进行作差运算。

所述第二调节器用于将第三比较器得到的轴电流误差经pi调节后输出轴电压参考值

所述第四比较器，用于将所述轴参考电流与轴基频反馈电流进行作差运算。

所述第三调节器用于将第四比较器得到的轴电流误差经pi调节后输出轴电压参考值

所述反park模块用于将估计的同步旋转坐标系下的参考电压转换到静止坐标系下的参考电压uα^*，uβ^*，坐标变换角度为估计角

所述参考电压uα^*与所述高频电压信号通过第一加法器相加，所述参考电压uβ^*与所述高频电压信号通过第二加法器相加。

所述svpwm模块用于将第一加法器和第二加法器输出的值进行空间矢量脉宽调制，输出pwm波至逆变器模块，所述逆变器驱动ipmsm。

以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。