一种级联多模态光伏并网逆变器及其调制方法与流程

本发明涉及一种级联多模态光伏并网逆变器及其调制方法，属于电能变换与新能源分布式并网发电领域。

背景技术：

能源是人类赖以生存和发展的物质基础，随着科学技术的发展与进步，人类社会的物质生活得到极大的丰富，对能源的消费和需求也越来越高。在诸多可再生能源中，太阳能由于其来源广泛、储量丰富、绿色清洁、不受地域环境的限制等诸多优点，发展尤为迅速。光伏发电技术是有效利用太阳能的重要手段，也是未来电力生产的重要支柱之一。在光伏发电系统中，逆变器作为电能转换的核心器件，对光伏发电系统的效率、稳定性及输出电能质量都起着至关重要的作用。在并网系统中，如果逆变器的输出电能质量较低，将会对电网造成严重的谐波污染，导致网损增加，加速绝缘老化，影响设备的寿命，甚至造成电气设备的损毁。因此，性能稳定、输出特性良好的逆变器在光伏发电系统中尤为重要。

现有中小功率等级的并网逆变器多采用三相半桥结构。此类逆变器具有结构简洁，调制简单，器件成本低的优点。然而，在直流侧输出功率较低时，为保证输出波形质量，两电平逆变器需要提高开关频率以优化输出特性，这导致开关损耗增大，系统效率降低。在中高功率等级的并网场所中，逆变器多采用多电平逆变器。多电平逆变器输出的波形具有多个阶梯，可以在不提升开关器件耐压等级的情况下提高逆变器的输出电压等级。同时，多电平逆变器的输出波形可以更好地拟合正弦波，从而降低输出电流的谐波含量。但是，电平数的增多必定导致功率开关器件和驱动器件的增多，这不仅增加了元件成本，还会导致大量的功率开关器件损耗。特别是在输出功率等级较高时，这部分损耗的优化问题需要得到重视。

技术实现要素：

本发明的目的是提供一种级联型多模态光伏并网逆变器及其调制方法，以解决目前分布式光伏并网发电系统中的逆变器输出电能质量不高、逆变器的损耗过大的问题。

本发明为解决上述技术问题而提供一种级联多模态光伏并网逆变器，该逆变器设置在光伏阵列输出单元和交流电网之间，包括第一电容组串、第二电容组串、第一直流侧开关组、第二直流侧开关组、第三直流侧开关组、第四直流侧开关组、第一桥臂开关组、第二桥臂开关组、第三桥臂开关组、第四桥臂开关组和双向开关组；

第一电容组串与第一光伏阵列输出单元（udc1）并联；第一直流侧开关组包括第一开关管（s1）和第一二极管（d1），第一开关管（s1）与第二二极管（d2）反向串联，第一开关管（s1）另一端连接第一光伏阵列输出单元（udc1）的正极，第一二极管（d1）正极连接第一电容组串的中点；第二直流侧开关组包括第二开关管（s2）和第二二极管（d2），第二开关管（s2）与第二二极管（d2）反向串联，第二开关管（s2）另一端连接第一光伏阵列输出单元（udc1）的负极，第二二极管（d2）负极连接第一电容组串的中点；第一桥臂开关组和第二桥臂开关组并联连接在第一二极管（d1）负极、第二二极管（d2）正极之间；

第二电容组串与第二光伏阵列输出单元（udc2）并联；第三直流侧开关组包括第三开关管（s7）和第三二极管（d3），第三开关管（s7）与第三二极管（d3）反向串联，第三开关管（s7）另一端连接第二光伏阵列输出单元（udc2）的正极，第三二极管（d3）正极连接第二电容组串的中点；第四直流侧开关组包括第四开关管（s8）和第四二极管（d4），第四开关管（s8）与第四二极管（d4）反向串联，第四开关管（s8）另一端连接第二光伏阵列输出单元（udc2）的负极，第四二极管（d4）负极连接第二电容组串的中点；第三桥臂开关组和第四桥臂开关组并联连接在第三二极管（d3）负极、第四二极管（d4）正极之间；

第一光伏阵列输出单元（udc1）的负极通过双向开关组与第二光伏阵列输出单元（udc2）的负极相连接；第二桥臂开关组的中点连接第三桥臂开关组的中点；第一桥臂开关组的中点与第四桥臂开关组的中点构成该逆变器交流侧输出端。

进一步地，第一桥臂开关组、第二桥臂开关组、第三桥臂开关组和第四桥臂开关组均由两个开关管顺向串联构成，双向开关组由两个开关管反向串联构成；

第一直流侧开关组、第二直流侧开关组、第三直流侧开关组、第四直流侧开关组、第一桥臂开关组、第二桥臂开关组、第三桥臂开关组、第四桥臂开关组和双向开关组中的开关管均反向并联有续流二极管。

进一步地，该逆变器的交流侧输出端连接有电抗滤波器。

本发明还提供了一种基于上述级联多模态光伏并网逆变器的级联多模态光伏并网逆变器调制方法，该逆变器包括九电平、五电平和三电平三种工作模态；

当双向开关组保持关断时，该逆变器工作在九电平工作模态；

当双向开关组保持关断，并且第一直流侧开关组、第二直流侧开关组、第三直流侧开关组和第四直流侧开关组中的开关管保持导通时，该逆变器工作在五电平模态；

当双向开关组保持导通，第一直流侧开关组、第二直流侧开关组、第三直流侧开关组和第四直流侧开关组中的开关管保持导通，并且第二桥臂开关组中点与第一二极管（d1）负极之间的开关管保持导通，第二桥臂开关组中点与第二二极管（d2）正极之间的开关管保持关断，第三桥臂开关组中点与第三二极管（d3）负极之间的开关管保持导通，第三桥臂开关组中点与第四二极管（d4）正极之间的开关管保持关断时，该逆变器工作在三电平模态。

进一步地，该逆变器工作于九电平模态时，输入1组调制波和8组三角载波经过比较逻辑后作为控制各个可控型开关器件的驱动信号；其中，4组三角载波的幅值为0~1，两个相邻的三角载波相位相差90°，另外4组三角载波的幅值为0~-1，两个相邻的三角载波相位相差90°；

该逆变器工作于五电平模态时，输入1组调制波和4组三角载波经过比较逻辑后作为控制各个开关管的驱动信号；

该逆变器工作于三电平模态时，输入1组调制波和2组三角载波经过比较逻辑后作为控制各个开关管的驱动信号。

本发明的有益效果为：

本发明能够根据实际工况调整调制策略和开关工作状态，工作在九电平、五电平或三电平模态，达到优化输出波形质量，降低整体损耗的效果。当直流侧输入功率较低时，采用九电平或五电平的输出模态，以改善并网电流的波形质量，拓宽可并网范围；当直流侧输入功率较高时，采用三电平输出模态，以降低逆变器损耗，提高系统效率。本发明兼顾了光伏并网逆变器注入电网电流的波形质量和逆变器的损耗问题，有利于提升系统并网电能的质量，降低逆变过程中的损耗。

附图说明

图1是本发明一种级联型多模态光伏并网逆变器实施例的拓扑结构示意图；

图2是本发明一种级联型多模态光伏并网逆变器实施例九电平工作模态的拓扑结构示意图：

图3是本发明一种级联型多模态光伏并网逆变器实施例五电平工作模态的拓扑结构示意图：

图4是本发明一种级联型多模态光伏并网逆变器实施例三电平工作模态的拓扑结构示意图：

图5是本发明一种级联型多模态光伏并网逆变器实施例九电平工作模态的调制方法原理图：

图6是本发明一种级联型多模态光伏并网逆变器实施例九电平工作模态下的仿真结果图；

图7是本发明一种级联型多模态光伏并网逆变器实施例五电平工作模态的调制方法原理图：

图8是本发明一种级联型多模态光伏并网逆变器实施例五电平工作模态下的仿真结果图；

图9是本发明一种级联型多模态光伏并网逆变器实施例三电平工作模态的调制方法原理图：

图10是本发明一种级联型多模态光伏并网逆变器实施例三电平工作模态下的仿真结果图。

具体实施方式

逆变器结构实施例

如图1所示为本实施例的拓扑结构示意图，包括电容组串11、直流侧开关组21、直流侧开关组22、桥臂开关组31、桥臂开关组32、电容组串12、直流侧开关组23、直流侧开关组24、桥臂开关组33、桥臂开关组34、双向开关组41。

具体的，电容组串11由两组等值电容c1和c2串联构成，与光伏阵列输出单元udc1并联；直流侧开关组21由开关管s1和二极管d1反向串联构成；直流侧开关组22由开关管s2和二极管d2反向串联构成；桥臂开关组31由开关管s3和s5顺向串联构成，并分别反并续流二极管；桥臂开关组32由开关管s4和s6顺向串联构成，并分别反并续流二极管；电容组串12由两组等值电容c3和c4串联构成，与光伏阵列输出单元2并联；直流侧开关组23由开关管s7和二极管d3反向串联构成；直流侧开关组24由开关管s8和二极管d4反向串联构成；桥臂开关组33由开关管s9和s11顺向串联构成，并分别反并续流二极管；桥臂开关组34由开关管s10和s12顺向串联构成，并分别反并续流二极管。

直流侧开关组21的s1端与光伏阵列输出单元udc1的正极相连，d1端与电容组串11的中点相连；直流侧开关组22的s2端与光伏阵列输出单元udc1的负极相连，d2端与电容组串11的中点相连；桥臂开关组31与桥臂开关组32并排相连组成h桥逆变单元1，h桥逆变单元1与直流侧开关组21、直流侧开关组22、电容组串11以及光伏阵列输出单元udc1相连，组成输出模块1。输出模块2的连接方式与上述输出模块1的连接方式是类似的。直流侧开关组23的s7端与光伏阵列输出单元2的正极相连，d3端与电容组串12的中点相连；直流侧开关组24的s8端与光伏阵列输出单元2的负极相连，d4端与电容组串12的中点相连；桥臂开关组33与桥臂开关组34并排相连组成h桥逆变单元2，h桥逆变单元2与直流侧开关组23、直流侧开关组24、电容组串12以及光伏阵列输出单元udc2相连，组成输出模块2。将桥臂开关组32和桥臂开关组33的中点连接，实现输出模块1和输出模块2的级联。同时，利用双向开关组41将光伏阵列输出单元udc1和光伏阵列输出单元udc2的负极相连。桥臂开关组31和桥臂开关组34的中点为该逆变器的交流电压输出端，通过电抗滤波器l连接到电网上。

逆变器调制方法实施例

本实施例具体的逆变器拓扑结构与上述逆变器结构实施例相同，在此不予以赘述。

逆变器存在九电平、五电平、三电平共三种输出电压的工作模态，本实施例能够在直流侧功率较高时使用三电平工作模态，减少逆变器中开关管过多地投入使用，进而减少逆变器的损耗；而当直流侧功率较低时使用九电平工作模态，加大逆变器中开关管的投入使用，通过合理的调制，保证输出电能的质量；而当直流侧功率介于两者之间时，则使用五电平工作模态，通过合理的调制，兼顾逆变器开关管的投入数量以及输出电能的质量。当然，直流侧功率的高低判断，可以通过设定阈值区间来实现。

如图2所示，逆变器处于九电平工作模态时，双向开关组41保持关断，此时逆变器输出电压的最大值为两个直流电压源之和，且输出电压波形为九电平波形。

如图3所示，当逆变器处于五电平工作模态时，双向开关组41保持关断，并令直流侧开关组21、直流侧开关组22、直流侧开关组23、直流侧开关组24中的可控型开关器件保持导通，此时逆变器输出电压的最大值为两个直流电压源之和，且输出电压波形为五电平波形。

如图4所示，当逆变器处于三电平工作模态时，双向开关组41保持导通，直流侧开关组21、直流侧开关组22、直流侧开关组23、直流侧开关组24中的可控型开关器件保持导通，同时，令桥臂开关组32中的s4保持导通，s6保持关断；令桥臂开关组33中的s9保持导通，s11保持关断。此时两个直流电源处于并联状态，逆变器输出电压的最大值为单个直流电压源的电压，且输出电压波形为三电平波形。

如图5所示，在逆变器九电平模式的调制策略中，生成所需的波形共需要8组载波(tri1~tri8)和一组调制波(tref)，在x轴上方和下方各放置4组载波。x轴上方的4个载波(tri1~tri4)幅值为0~1，两个相邻的载波相位相差90°，x轴下方的4个载波幅值为0~-1，相位差同样为90°。8组载波与调制波tref对比得到的8组开关信号两两组合，控制四组连接直流侧开关组21~24中的s1、s2、s7、s8，这4个开关工作在高频状态，四组桥臂开关组31~34中的开关管由调制波的正负信号控制，每次调制波过0，桥臂开关管会动作一次，故它们工作在工频状态。根据载波移相的特点，九电平模式下输出波形的等效开关频率为单个载波频率的四倍。按照上述方法对逆变器进行调制，可以得到九电平的输出电压波形。该模态下，参与调制的器件最多，等效开关频率也最高，因此输出波形质量最优，相应地，开关器件产生的损耗也最多。通过matlab/simulink得到的仿真结果如图6所示。仿真结果表明逆变器能够按照要求输出频率为50hz的九电平电压波形。在并网控制下，逆变器的输出电流与电网电压相位一致，可以正确地跟踪电网电压。逆变器输出电流波形质量较好，谐波含量较低。

如图7所示，在逆变器五电平模式下的调制策略中，生成所需的波形需要4组载波和一个调制波，取上述8组载波中的tri1、tri3和tri5、tri7按正负分别置于x轴的上下两侧，每组的两个载波相位相差180°，4组载波与调制波对比并取反，得到8组信号，分别控制四组桥臂开关组31~34中的八个开关管。由于每层有两个载波信号，故输出五电平波形的等效开关频率是载波频率的两倍。通过matlab/simulink得到的仿真结果如图8所示。仿真结果表明逆变器输出电压波形为工频的五电平波形，与九电平电压波形相比，等效开关频率减半。在并网控制下，逆变器的输出电流与电网电压相位一致，可以正确地跟踪电网电压。逆变器输出电流波形质量仍然较好。

如图9在逆变器三电平模式下的调制策略中，生成所需的波形需要两组载波和一组调制波，取九电平调制所用八组载波中的tri1和tri5按正负分别置于横轴的上下两侧。2组载波与调制波对比并取反，可以得到4组信号，分别控制桥臂开关管s3、s5、s10、s12。由于每层中仅有一组载波信号，故三电平模态下输出波形的等效开关频率等于载波频率。该模态下，参与调制的器件最少，等效开关频率也最低，因此输出波形质量较差，相应地，开关器件产生的损耗也最低。通过matlab/simulink得到的仿真结果如图10所示。仿真结果表明逆变器输出三电平的电压波形，相比于九电平电压波形和五电平电压波形，三电平的波形等效开关频率更低。在并网控制下，逆变器的输出电流与电网电压相位一致。

最后应当说明的是：以上实施例仅用以说明本发明的技术方案而非对其限制；尽管参照较佳实施例对本发明进行了详细的说明，所属领域的普通技术人员应当理解：依然可以对本发明的具体实施方式进行修改或者对部分技术特征进行等同替换；而不脱离本发明技术方案的精神，其均应涵盖在本发明请求保护的技术方案范围当中。