一种三相升降压型PFC整流电路的制作方法

本发明涉及功率因数校正技术领域，尤其是一种三相升降压型pfc整流电路。

背景技术：

功率因数校正技术(powerfactorcorrectiontechnique)是电力电子学界和工业领域的一项基础技术，用于抑制谐波污染以降低高次电流谐波对电网及各用电设备造成的危害。随着用电设备的增加，对电能变换器也提出了高效率、高功率因数的要求，因此，各种新型的pfc变换拓扑也应运而生。

目前，单相功率因数校正技术的研究比较多，在电路拓扑和控制方面都相当成熟，而三相功率因数校正的研究则相对较晚较少。近年来随着pfc技术的研究不断的深入，三相pfc日益引起人们的重视。功率因数校正技术分为无源功率因数校正和有源功率因数校正两种。无源功率因数校正采用无源器件，例如lc滤波，虽然电路结构简单、效率高，但是功率因数受电感取值影响，最高只能达到0.95，且输出电压不可控，所以多数情况下不被采用。传统三相有源功率因数校正电路通常具有boost电路特性，可以保证实现功率因数校正的同时输出较高直流母线电压。对于要求整流输出电压即可升压又可降压即要求输出电压调节范围较宽的场合，需要在传统三相有源功率因数校正电路后级连接降压斩波电路。从使用有源功率管的数量来看，三相pfc可分为两类，一类是单开关结构，一类是多开关结构。三相单开关boost型pfc电路，为了实现三相之间的解耦，三个电感放在交流测，并工作于电流断续模式，其特点是电流控制简单，但是该电路的输入、输出电流纹波较大，对滤波电流要求较高，输出电压过高，这给功率管的选取带来了一定的困难，该电路一般应用于输出功率小于10kw以及对电流thd要求不严格的场合。三相多开关虽然能以较高的精度控制输入电流，获得优异的性能，但驱动和控制策略复杂，成本较高。

技术实现要素：

本发明的目的在于提供一种三相升降压型pfc整流电路，该电路结构简单，采用分流的方式实现三相功率因数校正。

本发明提供的一种三相升降压型pfc整流电路，包括三相电压源电路(1)、三相不控整流电路(2)、两个对称的升降压斩波电路(3)和分流电路(4)；其中，

三相电压源(1)由a、b、c三相互成120°的三个正弦电压源组成，a、b、c三相电压源一端连在一起，另一端分别与三相不控整流电路(2)相连；

三相不控整流电路(2)由二极管d1～d6组成，d1的阳极与d2的阴极相连构成第一条串联电路，d3的阳极和d4的阴极相连构成第二条串联电路，d5的阳极和d6的阴极相连构成第三条串联电路，以上三条串联电路阴极与阴极相连、阳极与阳极相连，a相电压源的另一端与第一条串联电路的中点相连，b相电压源的另一端与第二条串联电路的中点相连，c相电压源的另一端与第三条串联电路的中点相连；

两个对称的升降压斩波电路(3)由功率开关管q1、功率开关管q2、电感l1、二极管d7、二极管d8和电容c1组成，q1、d7、l1、c1组成第一个升降压斩波电路，q2、d8、l1、c1组成第二个升降压斩波电路，q1的集电极与三相不控整流电路(2)的共阴极相连，q1的发射极与d7的阴极、c1的一端相连，q2的发射极与三相不控整流电路(2)的共阳极相连，q2的集电极与d8的阳极和c1的另一端相连，l1的一端与d7的阳极相连，l1的另一端与d8的阴极相连；

分流电路(4)由功率开关管q3～q14组成，其中q3的发射极与第一条串联电路的中点相连，q3的集电极与q4的集电极相连，q4的发射极与d7的阳极相连，q5的发射极与第二条串联电路的中点相连，q5的集电极与q6的集电极相连，q6的发射极与d7的阳极相连，q7的发射极与第三条串联电路的中点相连，q7的集电极与q8的集电极相连，q8的发射极与d7的阳极相连；q9的发射极与第一条串联电路的中点相连，q9的集电极与q10的集电极相连，q10的发射极与d8的阴极相连，q11的发射极与第二条串联电路的中点相连，q11的集电极与q12的集电极相连，q12的发射极与d8的阴极相连，q13的发射极与第三条串联电路的中点相连，q13的集电极与q14的集电极相连，q14的发射极与d8的阴极相连。

优选的，功率开关管q1～q14可以是mosfet或igbt，且均内含反并联二极管。

优选的，还包括输入滤波器，所述输入滤波器设置在所述三相不控整流电路(2)前端。三相电压源电路的电源经输入滤波器滤波后接入所述三相不控整流单元。接何种滤波器都不影响本发明的工作原理。

当电路实现降压输出功能时，若三相电压绝对值最大的一相对应的实际值为正时，控制q1上电流的低频分量跟随三相输入电压正半周包络线，控制分流电路分别使得三相电压实际值中间相对应的开关管选择性的保持常通状态、三相电压实际值最小相对应的开关管上的电流的低频分量跟随三相输入电压负半周包络线；若三相电压绝对值最大的一相对应的实际值为负时，控制q2上电流的低频分量跟随三相输入电压负半周包络线，控制分流电路分别使得三相电压实际值中间相对应的开关管选择性的保持常通状态、三相电压实际值最大相对应的开关管上的电流的低频分量跟随三相输入电压正半周包络线。

当电路实现升压输出功能时，保持开关管q1、q2常断，控制分流电路，实现稳态下电感电流在三相中的合理分配，从而实现三相功率因数校正。

本发明的有益效果：(1)与三相lc滤波无源功率因数校正电路相比，功率因数可达到1.0，且输出电压可控。(2)与传统升压型pfc整流电路相比，无后级降压电路的情况下即可降压输出，又可升压输出。(3)与三相单开关校正电路相比，电流控制简单，电感电流工作于连续模式，输入输出电流纹波小，只需一个电感，不需实现三相解耦，控制简单。(4)与三相多开关功率因数校正电路相比，驱动和控制策略简单，节约成本，便于实现。

附图说明

图1为本发明的电路结构示意图(含附图标记)。

图2(a)为本发明的a相输入电压电流仿真示意图。

图2(b)为本发明的b相输入电压电流仿真示意图。

图2(c)为本发明的c相输入电压电流仿真示意图。

图3(a)～(e)为电网电压ua>ub>uc时，一种典型控制方式下，本发明实现降压输出的电流回路模态。

图3(f)为本发明一个实施例中实现降压输出的各开关管驱动波形示意图。

图4(a)～(d)为电网电压ua>ub>uc时，一种典型控制方式下，本发明实现升压输出的电流回路模态。

图4(e)为本发明一个实施例中升压输出的各开关管驱动波形示意图。

图5为本发明的电路结构示意图。

具体实施方式

为了更具体的描述本发明，下面结合附图及具体实施方式对本发明的技术方案进行详细说明。应该强调的是，下述说明仅仅是示例性的，而不是为了限制本发明的范围及其应用。

参照以下附图，将描述非限制性和非排他性的实施例，其中相同的附图标记表示相同的部件，除非特别说明。

如图1所示，一种三相升降压型pfc整流电路，包括：三相电压源电路(1)、三相不控整流电路(2)、两个对称的升降压斩波电路(3)和分流电路(4)；其中，三相电压源(1)由a、b、c三相互成120°的三个正弦电压源组成，a、b、c三相电压源一端连在一起，另一端分别与三相不控整流电路(2)相连；三相不控整流电路(2)由二极管d1～d6组成，d1的阳极与d2的阴极相连构成第一条串联电路，d3的阳极和d4的阴极相连构成第二条串联电路，d5的阳极和d6的阴极相连构成第三条串联电路，以上三条串联电路阴极与阴极相连、阳极与阳极相连构成三相不控整流电路(2)，a相电压源的另一端与第一条串联电路的中点相连，b相电压源的另一端与第二条串联电路的中点相连，c相电压源的另一端与第三条串联电路的中点相连；两个对称的升降压斩波电路(3)由功率开关管q1、功率开关管q2、电感l1、二极管d7、二极管d8和电容c1组成，功率开关管q1、二极管d7、电感l1、电容c1组成第一个升降压斩波电路，功率开关管q2、二极管d8、电感l1、电容c1组成第二个升降压斩波电路，q1的集电极与三相不控整流电路(2)的共阴极相连，q1的发射极与d7的阴极、c1的一端相连，q2的发射极与三相不控整流电路(2)的共阳极相连，q2的集电极与d8的阳极和c1的另一端相连，l1的一端与d7的阳极相连，l1的另一端与d8的阴极相连；分流电路(4)由功率开关管q3～q14组成，其中q3的发射极与第一条串联电路的中点相连，q3的集电极与q4的集电极相连，q4的发射极与d7的阳极相连，q5的发射极与第二条串联电路的中点相连，q5的集电极与q6的集电极相连，q6的发射极与d7的阳极相连，q7的发射极与第三条串联电路的中点相连，q7的集电极与q8的集电极相连，q8的发射极与d7的阳极相连；q9的发射极与第一条串联电路的中点相连，q9的集电极与q10的集电极相连，q10的发射极与d8的阴极相连，q11的发射极与第二条串联电路的中点相连，q11的集电极与q12的集电极相连，q12的发射极与d8的阴极相连，q13的发射极与第三条串联电路的中点相连，q13的集电极与q14的集电极相连，q14的发射极与d8的阴极相连。功率开关管q1～q14可以是mosfet或igbt，且均含反并联二极管。

图1示出三相升降压型pfc整流电路也包括输入滤波器，所述输入滤波器设置在所述三相不控整流电路前端，整流桥输出电流经滤波器滤波后进入电网。在本实施例其他变通实施例中，也可以加入滤波器，其符合本发明的实质。

降压型工作模式中，开关管q4、q6、q8、q9、q11、q13始终处于断开状态，仅由其对应的反并联二极管可工作于开关状态。

如图2(a～c)所示，图2(a)为三相输入a相电压ua和电流ia，图2(b)为三相输入b相电压ub和电流ib，图2(c)为三相输入c相电压uc和电流ic。从图2(a～c)中可以看出三相电流与三相相电压保持同相位，即实现功率因数校正。图3(a～e)为典型控制方式下降压输出，电网电压ua>ub>uc时，电路工作的电流回路。图4(a～d)为典型控制方式下升压输出，电网电压ua>ub>uc时，电路工作的电流回路。

本实施例中的三相升降压型pfc整流电路实现降压输出的一种控制方式为：当电网电压ua>0>ub>uc时，系统工作模态由图3(a)、图3(b)、图3(e)在开关周期内合理分配完成。当电网电压ua>ub>0>uc时，系统工作模态由图3(c)、图3(d)、图3(e)在开关周期内合理分配完成。

为了简化分析，认为三相电网电压对称，则对于其他电网电压情况，本领域技术人员应能理解本实施例中的实现降压输出的一种控制方式。首先根据三相电压值的乘积结果的正负号判断选择q1或q2进行高频pwm调制，q1工作在高频pwm调制状态时q2断开，q3、q5、q7选择性的高频调制，这三个开关管中，三相电压实际值中间相对应的开关管处于常通状态；q2工作在pwm调制状态时q1断开，q10、q12、q14选择性的高频调制，这三个开关管中，三相电压实际值中间相对应的开关管处于常通状态。由于三相对称，则ia+ib+ic＝0，且异号相电流绝对值等于同号相电流绝对值之和。以ua>0>ub>uc为例分析，同号相为b相与c相，异号相为a相，且三相电压值乘积结果为正值，选择q1进行高频pwm调制，q2断开，同号相对应的开关管合理高频调制，b相对应的开关管为q5，q5此时为常通，c相对应的开关管为q7，q7为高频调制。以ua>ub>0>uc为例分析，同号相为a相与b相，异号相为c相，且三相电压值乘积结果为负值，选择q2高频pwm调制，同号相对应的开关管合理高频调制，a相对应的开关管为q10，q10为高频调制，b相对应的开关管为q12，q12此时为常通。其余情况同理分析，实现该功能对应的各开关管详细的驱动波形示意图如图3(f)所示。

本实施例中的三相升降压型pfc整流电路实现升压输出的另一种控制方式为：当电网电压ua>0>ub>uc时，系统工作模态由图4(a)、图4(b)、图4(d)在开关周期内合理分配完成。当电网电压ua>ub>0>uc时，系统工作模态由图4(b)、图4(c)、图4(d)在开关周期内合理分配完成。q1与q2常断。

为了简化分析，认为三相电网电压对称，则对于其他电网电压情况，本领域技术人员应能理解本实施例中的实现升压输出的一种控制方式。根据三相输入电压大小的不同，合理地选择工作的开关管，三相输入电压实际值最大的一相与最小的一相分别进行pwm调制，输入电压实际值中间相对应的开关管保持常通状态。以ua>0>ub>uc为例分析，此时三相输入电压最大相为a相，对应进行高频pwm调制的开关管为q10，三相输入电压中间相为b相，且b相为负值，对应常通的开关管为q5，三相输入电压最小相为c相，对应高频pwm调制的开关管为q7，该工作模式下，其余开关管都处于关断状态。以ua>ub>0>uc为例分析，此时三相输入电压最大相为a相，对应进行pwm调制的开关管为q10，三相输入电压中间相为b相，且b相为正值，对应常通的开关管为q12，三相输入电压最小相为c相，对应高频pwm调制的开关管为q7，该工作模式下，其余开关管都处于关断状态。其余情况同理分析，实现该功能对应的各开关管详细的驱动波形示意图如图4(e)所示。

仿真结果显示，该pfc电路实现降压输出或升压输出时均可使功率因数达到1.0。

本领域技术人员将认识到。对以上描述做出众多变通是可能的，所以实施例仅是用来描述一个或多个特定实施方式。

以上所述仅仅是对本发明的优选实施方式进行描述，并非对本发明的范围进行限定，在不脱离本发明设计精神的前提下，本领域普通技术人员对本发明的技术方案作出的各种变形和改进，均应落入本发明权利要求书确定的保护范围内。