一种多相自均流高增益直流变换器及其控制策略的制作方法

本发明涉及直流变换器领域，特别涉及用于光伏新能源、燃料电池以及新能源汽车电驱动系统的多相自均流高增益直流变换器及其控制策略。

背景技术：

随着传统能源日益消耗以及由此带来环境污染问题，人类对新能源的利用开发已是迫在眉睫。太阳能和氢能作为两种重要新能源，其主要利用方式为光伏发电和燃料电池发电。然而，光伏、燃料电池产生的直流输出电压较低，很难被直接利用，往往需要高效高增益dc/dc变换器将其电压提升到所需要的电压等级，特别是在储能系统中，往往需要可能能量双向流动的的dc/dc变换器。一般而言，双向高增益dc/dc变换器可分为隔离型和非隔离型两种，对于隔离型双向高增益dc/dc变换器易通过变压器匝数比来实现较高的电压增益，但是由于隔离变压器的存在使得变换器体积较大、成本高和磁通易饱和等问题。

非隔离型双向高增益dc/dc变换器根据其升压原理不同一般可以分成级联型、开关电容型、耦合电感型、交错并联型等几种形式。其中，交错并联型双向高增益dc/dc变换器采用传统的交错移相控制方式，将导致各相电流随着相数的增加而只能在有限的占空比范围内实现自动均流，这大大地减低了该类变换器的应用范围。因而，研究出一种多相自均流高增益直流变换器及其控制策略具有重要意义。

技术实现要素：

本发明的目的之一是针对现有技术的不足，提供一种多相自均流高增益直流变换器，其能减小直流变换器的体积，降低元器件的使用成本。

本发明的另一目的是针对现有技术的不足，提供一种多相自均流高增益直流变换器的控制策略，其能实现各相的自动均流，以及实现高增益的输出电压与输入电压的电压增益。

本发明的第一目的的技术方案是：一种多相自均流高增益直流变换器，包括输入电源、m个升压电感、m个上臂开关管、m个下臂开关管、m-1个开关电容，以及负载、滤波电容，构成m个输入相数和m-1个开关电容网络；

所述m个输入相数中，m个升压电感的输入端与输入电源的正极连接，m个下臂开关管的源极与输入电源的负极连接，其中，

第一相的第一电感的输出端连接第一下臂开关管的漏极，第二相的第二电感的输出端连接第二下臂开关管的漏极，第三相的第三电感的输出端连接第三下臂开关管的漏极，以此类推，第m相的第m电感的输出端连接第m下臂开关管的漏极；

所述m-1个开关电容网络中，

所述m个上臂开关管中的第一上臂开关管的源极与第一电感的输出端相连，第一上臂开关管的漏极与第二上臂开关管的源极连接，第一上臂开关管的漏极和第二上臂开关管的源极之间的结点连接第一开关电容的一端，第一开关电容的另一端连接第二电感的输出端，通过第一上臂开关管、第二上臂开关管和第一开关电容构成第一开关电容网络；所述第二上臂开关管的漏极与第三上臂开关管的源极连接，第二上臂开关管的漏极和第三上臂开关管的源极之间的结点连接第二开关电容的一端，第二开关电容的另一端连接第三电感的输出端，通过第二上臂开关管、第三上臂开关管和第二开关电容构成第二开关电容网络；所述第三上臂开关管的漏极与第四上臂开关管的源极连接，第三上臂开关管的漏极和第四上臂开关管的源极之间的结点连接第三开关电容的一端，第三开关电容的另一端连接第四电感的输出端，通过第三上臂开关管、第四上臂开关管和第三开关电容构成第三开关电容网络；以此类推，所述m个上臂开关管中的第m-1上臂开关管的漏极与第m上臂开关管的源极连接，第m-1上臂开关管的漏极和第m上臂开关管的源极之间的结点连接第m-1开关电容的一端，第m-1开关电容的另一端连接第m电感的输出端，通过第m-1上臂开关管、第m上臂开关管和第m-1开关电容构成第m-1开关电容网络，由此构成m-1个开关电容网络；

各上臂开关管、下臂开关管的栅极分别连接驱动信号，所述滤波电容的一端连接第m上臂开关管的漏极，另一端连接输入电源的负极，所述负载并联在滤波电容的两端。

各下臂开关管并联一续流二极管，所述续流二极管的正极连接下臂开关管的源极，负极连接下臂开关管的漏极。

各上臂开关管并联一续流二极管，所述续流二级管的正极连接上臂开关管的源极，负极连接上臂开关管的漏极。

采用上述技术方案的有益效果：本直流变换器中，不存在耦合电感和变压器，从而可以降低直流变换器的体积和成本。上臂开关管作为本直流变换器中的同步整流管，使本直流变换器可以实现能量的双向流动，且可以提高本直流变换器的效率。

所述下臂开关管分别并联一续流二极管，所述续流二极管的正极连接下臂开关管的源极，负极连接下臂开关管的漏极，在下臂开关管关断时，该续流二极管可以实现电流的续流功能，起到保护下臂开关管的作用，保证下臂开关管的可靠性。

所述上臂开关管分别并联一续流二极管，所述续流二级管的正极连接上臂开关管的源极，负极连接上臂开关管的漏极，在上臂开关管关断时，该续流二极管可以实现电流的续流功能，起到保护上臂开关管的作用，保证上臂开关管的可靠性。

本发明的另一目的的技术方案是：

设计本直流变换器的控制策略为：将直流变换器各上臂开关管与所对应的下臂开关管设置为互补开通；其中通过驱动信号将下臂开关管的占空比设置在0.5≤d<1范围内，且所有下臂开关管设置的占空比相同；并且相邻下臂开关管采用交错控制策略，使任意相邻的两相下臂开关管的驱动信号相位差在[2π(1-d),2πd]范围内，其中d为占空比；本直流变换器即可实现自动均流，以及高电压增益。

所述下臂开关管和上臂开关管均设置有死区时间，防止对应的上下臂开关管同时导通。

所述直流变换器的电压增益为k＝m/(1-d)，式中m为输入相数，d为占空比。

所述直流变换器实现了自动均流，即各相均分了输入电流，每相电流均为i＝io/(1-d)，式中io为输出电流，d为占空比。

采用上述技术方案的有益效果：

通过驱动信号将下臂开关管的占空比设置在0.5≤d<1范围内，即将下臂开关管作为主开关管，并且相邻下臂开关管采用交错控制策略，使任意相邻的两相下臂开关管的驱动信号相位差在[2π(1-d),2πd]范围内。当直流变换器达到稳态时，根据电容的安秒平衡原理可得il1＝il2＝il3…＝ilm＝i＝io/(1-d)，每相电流的平均值相同，即实现每相的自动均流，根据电感的伏秒平衡原理可得输出电压与输入电压的变换比k＝vo/vg＝m/(1-d)，从而实现高电压增益。并且采用本发明的控制策略，无论相数m(m≥2)为何值时，都可实现每相的自动均流，从而拓展该类直流变换器的均流范围。并且本直流变换器中，上下开关管的电压应力远小于输出电压，因此可以采用低电压等级的开关管，从而降低开关管的导通损耗以及降低成本。

其中，vo为输出电压，vg为输入电源，io为输出电流，il1为第一相电感电流平均值，il2为第二相电感电流平均值，il3为第三相电感电流平均值，ilm为第m相电感电流平均值。

所述下臂开关管和上臂开关管均设置有死区时间，防止对应的上下臂开关管同时导通，从而避免短路情况，防止上下臂开关管因短路烧坏。

下面结合说明书附图和具体实施例对本发明作进一步说明。

附图说明

图1为本发明的电路原理图；

图2为四相自均流高增益直流变换器的电路拓扑图；

图3为四相自均流高增益直流变换器的主要波形图。

具体实施方式

参见图1至图2，一种多相自均流高增益直流变换器的实施例，在输入相数为四的四相自均流高增益直流变换器中，包括输入电源vg、四个升压电感l1、l2、l3、l4，四个上臂开关管ss1、ss2、ss3、ss4，四个下臂开关管s1、s2、s3、s4，以及负载ro、滤波电容c4，三个开关电容c1、c2、c3，构成四个输入相数和三个开关电容网络。

所述四个输入相数中，四个升压电感的输入端与输入电源vg的正极连接，四个下臂开关管的源极与输入电源vg的负极连接，其中，

第一相的第一电感l1的输出端连接第一下臂开关管s1的漏极，第二相的第二电感l2的输出端连接第二下臂开关管s2的漏极，第三相的第三电感l3的输出端连接第三下臂开关管s3的漏极，第四相的第四电感l4的输出端连接第四下臂开关管s4的漏极。

所述三个开关电容网络中，

所述四个上臂开关管中的第一上臂开关管ss1的源极与第一电感l1的输出端相连，第一上臂开关管ss1的漏极与第二上臂开关管ss2的源极连接，第一上臂开关管ss1的漏极和第二上臂开关管ss2的源极之间的结点连接第一开关电容c1的一端，第一开关电容c1的另一端连接第二电感l2的输出端，通过第一上臂开关管ss1、第二上臂开关管ss1和第一开关电容c1构成第一开关电容网络；所述第二上臂开关管ss2的漏极与第三上臂开关管ss3的源极连接，第二上臂开关管ss2的漏极和第三上臂开关管ss3之间的结点连接第二开关电容c2的一端，第二开关电容c2的另一端连接第三电感l3的输出端，通过第二上臂开关管ss2、第三上臂开关管ss3和第二开关电容c2构成第二开关电容网络；所述第三上臂开关管ss3的漏极与第四上臂开关管ss4的源极连接，第三上臂开关管ss3的漏极和第四上臂开关管ss4的源极之间的结点连接第三开关电容c3的一端，第三开关电容c3的另一端连接第四电感l4的输出端，通过第三上臂开关管ss3、第四上臂开关管ss4和第三开关电容c3构成第三开关电容网络，由此构成三个开关电容网络。

各上臂开关管、下臂开关管的栅极分别连接驱动信号，所述滤波电容c4的一端连接第四上臂开关管ss4的漏极，另一端连接输入电源vg的负极，所述负载ro并联在滤波电容c4的两端。

各下臂开关管并联一续流二极管，所述续流二极管的正极连接下臂开关管的源极，负极连接下臂开关管的漏极，在下臂开关管关断时，该续流二极管可以实现电流的续流功能，起到保护下臂开关管的作用，保证下臂开关管的可靠性。各上臂开关管并联一续流二极管，所述续流二级管的正极连接上臂开关管的源极，负极连接上臂开关管的漏极，在上臂开关管关断时，该续流二极管可以实现电流的续流功能，起到保护上臂开关管的作用，保证上臂开关管的可靠性。如果各上臂开关管和各下臂开关管已内置有续流二级管，则不需要外置续流二极管。

由于本直流变换器不存在耦合电感和变压器，因此能降低元器件成本，减小直流变换器的体积。此外，本直流变换器不仅能实现升压，由于各上臂开关管作为本直流变换器的同步整流管，在提高本直流变换器的效率的同时，通过交换负载和输入电源的位置，以及控制上下臂开关管的导通和关断，还可以实现降压，因此本直流变换器可以实现能量的双向流动，从而适用于不同的应用场合。

上述直流变换器的控制策略如下：

将直流变换器各上臂开关管与所对应的下臂开关管设置为互补开通；其中通过驱动信号将下臂开关管的占空比设置在0.5≤d<1范围内，且所有下臂开关管设置的占空比相同；并且相邻下臂开关管采用交错控制策略，使任意相邻的两相下臂开关管的驱动信号相位差在[2π(1-d),2πd]范围内，其中d为占空比；本直流变换器即可实现每相的自动均流，以及高电压增益。所述直流变换器的电压增益为k＝m/(1-d)，式中m为输入相数，d为占空比。所述直流变换器实现了自动均流，即各相均分了输入电流，每相电流均为i＝io/(1-d)，式中io为输出电流。所述下臂开关管和上臂开关管均设置有死区时间，防止对应的上下臂开关管同时导通，从而避免短路情况，防止开关管因短路烧坏。

下面以下臂开关管的占空比d在2/3<d<3/4的范围内，两相邻下臂开关管的驱动信号相位差为2π(1-d)为例，在该四相直流变换器的一个开关周期t内分析其运行原理。其一个开关周期t内有五种工作模态，参见图3，分别对五种工作模态进行分析：

模态1[t0～t1]：在此时段内，下臂开关管s1、s3、s4和上臂开关管ss2导通，下臂开关管s2和上臂开关管ss1、ss3、ss4关断，输入电源vg对升压电感l1、l3、l4充电，电感电流il1、il3、il4线性增大；第二电感l2和第一开关电容c1一起对第二开关电容c2充电，第二电感l2的电流il2减小，第一开关电容c1的电压v1下降，第二开关电容c2的电压v2上升；滤波电容c4为负载ro供电；开关电容c3电压v3保持不变。下臂开关管s2的电压应力vds2＝v2-v1，上臂开关管ss1的电压应力vdss1＝v2，上臂开关管ss3的电压应力vdss3＝v3-v2，上臂开关管ss4的电压应力vdss4＝vo-v3。

模态2[t1～t2]：在此时段内，下臂开关管s1、s2、s4和上臂开关管ss3导通，下臂开关管s3、和上臂开关管ss1、ss2、ss4关断，输入电源vg对升压电感l1、l2、l4充电，电感电流il1，il2、il4线性增大；第三电感l3和第二开关电容c2对第三开关电容c3充电，第三电感l3的电流il3减小，第二开关电容c2的电压v2下降，第三开关电容c3的电压v3上升，滤波电容c4为负载ro供电；第一开关电容c1的电压v1保持不变。下臂开关管s3的电压应力vds3＝v3-v2，上臂开关管ss1的电压应力vdss1＝v1，上臂开关管ss2的电压应力vdss2＝v3-v1，上臂开关管ss4的电压应力vdss4＝vo-v3。

模态3[t2～t3]：在此时段内，下臂开关管s1、s2、s3和上臂开关管ss4导通，下臂开关管s4和上臂开关管ss1、ss2、ss3关断，输入电源vg对升压电感l1、l2、l3充电，电感电流il1、il2、il3线性增大；第四电感l4和第三开关电容c3对滤波电容c4充电以及为负载ro供电，第四电感l4的电流il4减小，第三开关电容c3的电压v3下降；第一开关电容c1和第二开关电容c2的电压v1、v2保持不变。下臂开关管s4的电压应力vds4＝vo-v3，上臂开关管ss1的电压应力vdss1＝v1，上臂开关管ss2的电压应力vdss2＝v2-v1，上臂开关管ss3的电压应力vdss3＝vo-v2。

模态4[t3～t4]：在此时段内，下臂开关管s2、s3和上臂开关管ss1、ss4导通，下臂开关管s1、s4和上臂开关管ss2、ss3关断，输入电源vg对升压电感l2、l3充电，电感电流il2、il3线性增大；第一电感l1对第一开关电容c1充电，第一电感l1电感的电流il1减小，第一开关电容c1的电压v1上升；第四电感l4和第三开关电容c3对滤波电容c4充电以及为负载ro供电，第四电感l4的电流il4减小，第三开关电容c3的电压v3下降；第二开关电容c2的电压v2保持不变。下臂开关管s1的电压应力vds1＝v1，下臂开关管s4的电压应力vds4＝vo-v3，上臂开关管ss2的电压应力vdss2＝v2-v1，上臂开关管ss3的电压应力vdss3＝vo-v2。

模态5[t4～t5]：在此时段内，下臂开关管s2、s3、s4和上臂开关管ss1导通，下臂开关管s1和上臂开关管ss2、ss3、ss4关断。输入电源vg对升压电感l2、l3、l4充电，电感电流il2、il3、il4线性增大；第一电感l1对第一开关电容c1充电，第一开关电容c1的电压v1上升，第一电感l1的电流il1减小；滤波电容c4为负载ro供电；第二开关电容c2和第三开关电容c3的电压v2、v3保持不变。下臂开关管s1的电压应力vds1＝v1，上臂开关管ss2的电压应力vdss2＝v2-v1，上臂开关管ss3的电压应力vdss3＝v3-v2，上臂开关管ss4的电压应力vdss4＝vo-v3。

通过对以上五种工作模态的分析，类推到m相电路中，当本直流变换器处于稳态时，根据电感的伏秒平衡原理，可得到以下公式：

其中，vg为输入电源，d为占空比，v1、v2……vm-1为各开关电容的平均电压，vo为输出电压。

根据电容的安秒平衡原理，可得到以下公式：

其中，il1、il2……ilm为每相升压电感的平均电流，io为输出电流。由上述式1)和式2)可得以下的式3)和式4)：

通过上述分析可得，采用本发明的控制策略直流变换器处于稳态时，每相电感的电流平均值均相同，即i＝io/(1-d)，使本直流变换器实现各相的自动均流；并且，输出电压与输入电压的比值k＝m/(1-d)，从而实现高电压增益。此外，采用本发明的控制策略，可以使得本直流变换器的相数m(m≥2)无论为何值时，都可以在0.5≤d<1的占空比范围内实现自动均流，大大拓展了该类直流变换器的均流范围，可以根据实际需要设置所需的相数，扩大了该类直流变换器的应用范围。从上述五个模态的分析以及对波形图进行分析可知，上下臂开关光的电压应力远小于输出电压，因此可以采用低电压等级的开关管，从而减少元器件的使用成本、降低开关管的导通损耗。

以上所述实施例仅为本发明的优选实施例而已，本发明并不以此为限制，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。