家电设备及其无源功率因数校正电路的制作方法

本发明涉及驱动控制电路领域，具体而言，涉及一种家电设备及其无源功率因数校正电路。

背景技术：

目前，家电设备，比如空调器、电冰箱等均会设置功率因数校正(pfc，powerfactorcorrection，功率因数校正)电路，无源功率因数校正电路指不使用晶体管等有源器件组成的校正电路，该校正电路通常采用电感补偿的方式来提高功率因数，导致存在以下缺陷：

通过设置具有大电感量的电感与大电容容量的，如图1所示，得到比较好的滤波效果，导致产品的体积增大和成本相应增加。

技术实现要素：

本发明旨在至少解决现有技术或相关技术中存在的技术问题之一。

为此，本发明的一个目的在于提出了一种无源功率因数校正电路。

本发明的另一个目的在于提出了一种配置上述无源功率因数校正电路的家电设备。

在本发明的第一方面的技术方案中，提供了一种无源功率因数校正电路，包括：供电模块与功率因数校正模块，所述供电模块用于输出脉动直流信号，所述功率因数校正模块，用于对所述脉动直流信号进行功率因数校正，所述功率因数校正模块包括：串联连接的储能电感、第一容性元件、第一开关器件与第二容性元件，所述储能电感连接至所述第一容性元件的正极，所述第一容性元件的负极连接至所述第一开关器件的输入级，所述第二容性元件的正极连接至所述第一开关器件的输出级；第二开关器件，所述第二开关器件的输入级连接至所述第二容性元件的输入级，所述第二开关器件的输出级连接至所述储能电感与所述第一容性元件之间；第三开关器件，所述第三开关器件的输入级连接至所述第二容性元件的负极，所述第三开关器件的输出级连接至所述第一容性元件与所述第一开关器件之间，其中，所述第二开关器件与所述第三开关器件导通，所述第一开关器件截止，所述第一容性元件与第二容性元件放电，所述第一开关器件导通，所述第二开关器件与所述第三开关器件截止，通过所述脉动直流信号对所述第一容性元件与所述第二容性元件充电。

根据本发明的无源功率因数校正电路，采用两个独立的容性元件代替现有技术中的大的电解电容，配合增加的第一开关器件、第二开关器件与第三开关器件，若供电模块的输出电压分别小于第一容性元件两端的电压，以及第二容性元件两端的电压，此时第二开关器件导通，第二容性元件的正极通过第二开关器件向负载的高压输入端进行供电，而第一容性元件的正极作为高压母线端，也可以直接对负载供电，从而使第三开关器件导通，此时第一开关器件截止，第一容性元件与第二容性元件形成并联关系，并联后的电容与储能电感之间处于开路状态，而并联后的电容容量为第一容性元件与第二容性元件的容量之和，在保证对负载供电能力的同时，采用容值与耐压性更小的容性元件，能够减小单个电容的容量与体积，实现对整个功率因数校正模块的优化。

进一步地，第一开关器件设置于第一容性元件与第二容性元件之间，通过增加第一开关器件，一方面，能够保证第一容性元件与第二容性元件放电时对负载工作的可靠性，另一方面，在供电模块的输出电压大于容性元件上的电压时，通过供电模块对储能电感、第一容性元件、第二容性元件充电，并实现对负载供电，此时，第二开关器件与第三开关器件处于截止状态，第一开关器件处于导通状态，第一容性元件与第二容性元件之间形成串联关系，串联后的容量c与第一容性元件的容量c1，以及第二容性元件的容量c2之间具有如下关系：

即

即串联后的电容容量减小，由于电容容量减小，对应的充电电流也减小，一方面，在不影响储能电感充电状态的前提下，在本申请中的无源功率因数校正电路中，能够采用更小电感量的储能电感代替相关技术中的电路上的储能电感，从而实现电感体积的减小，结合同样小型化的第一容性元件与第二容性元件，达到整个电路小型化设置的目的。

另一方面，如果与相关技术中的容性元件与储能电感采用相同的规格设置，则由于电感容量在不同工况下的适配变化，则能够实现更好的滤波效果与功率因数校正效果。

另外，通过对串联的第一容性元件与第二容性元件充电，还能够防止通过储能电感上的电流过大造成的磁饱和现象，进而有利于提升整个电路运行的安全性。

在上述技术方案中，可选地，开关器件为二极管或开关管，其中，将所述二极管的正极确定为所述输入级，将所述二极管的负极确定为所述输出级。

其中，开关管具体可以为igbt型功率管与mosfet，所述mosfet包括sic-mosfet与gan-mosfet。

开关管通过接收控制信号实现导通。

其具体地，以二极管为例，供电模块与功率因数校正模块，所述供电模块用于输出脉动直流信号，所述功率因数校正模块，用于对所述脉动直流信号进行功率因数校正，所述功率因数校正模块包括：串联连接的储能电感、第一容性元件、第一二极管与第二容性元件，所述储能电感连接至所述第一容性元件的正极，所述第一容性元件的负极连接至所述第一二极管的正极，所述第二容性元件的正极连接至所述第一二极管的负极；第二二极管，所述第二二极管的正极连接至所述第二容性元件的正极，所述第二二极管的负极连接至所述储能电感与所述第一容性元件之间；第三二极管，所述第三二极管的正极连接至所述第二容性元件的负极，所述第三二极管的负极连接至所述第一容性元件与所述第一二极管之间，其中，所述第二二极管与所述第三二极管导通，所述第一二极管截止，所述第一容性元件与第二容性元件放电，所述第一二极管导通，所述第二二极管与所述第三二极管截止，通过所述脉动直流信号对所述第一容性元件与所述第二容性元件充电。

根据本发明的无源功率因数校正电路，采用两个独立的容性元件代替现有技术中的大的电解电容，配合增加的第一二极管、第二二极管与第三二极管，若供电模块的输出电压分别小于第一容性元件两端的电压，以及第二容性元件两端的电压，此时第二二极管导通，第二容性元件的正极通过第二二极管向负载的高压输入端进行供电，而第一容性元件的正极作为高压母线端，也可以直接对负载供电，从而使第三二极管导通，此时第一二极管截止，第一容性元件与第二容性元件形成并联关系，并联后的电容与储能电感之间处于开路状态，而并联后的电容容量为第一容性元件与第二容性元件的容量之和，在保证对负载供电能力的同时，采用容值与耐压性更小的容性元件，能够减小单个电容的容量与体积，实现对整个功率因数校正模块的优化。

进一步地，第一二极管设置于第一容性元件与第二容性元件之间，通过增加第一二极管，一方面，能够保证第一容性元件与第二容性元件放电时对负载工作的可靠性，另一方面，在供电模块的输出电压大于容性元件上的电压时，通过供电模块对储能电感、第一容性元件、第二容性元件充电，并实现对负载供电，此时，第二二极管与第三二极管处于截止状态，第一二极管处于导通状态，第一容性元件与第二容性元件之间形成串联关系，串联后的容量c与第一容性元件的容量c1，以及第二容性元件的容量c2之间具有如下关系：

即

即串联后的电容容量减小，由于电容容量减小，对应的充电电流也减小，一方面，在不影响储能电感充电状态的前提下，在本申请中的无源功率因数校正电路中，能够采用更小电感量的储能电感代替相关技术中的电路上的储能电感，从而实现电感体积的减小，结合同样小型化的第一容性元件与第二容性元件，达到整个电路小型化设置的目的。

另一方面，如果与相关技术中的容性元件与储能电感采用相同的规格设置，则由于电感容量在不同工况下的适配变化，则能够实现更好的滤波效果与功率因数校正效果。

另外，通过对串联的第一容性元件与第二容性元件充电，还能够防止通过储能电感上的电流过大造成的磁饱和现象，进而有利于提升整个电路运行的安全性。

根据本发明上述技术方案所述的无源功率因数校正电路，还可以具有如下附加的技术特征：

在上述技术方案中，可选地，所述第一容性元件与所述第二容性元件的容量相同。

在该技术方案中，通过采用相同规格的第一容性元件与第二容性元件，即第一容性元件与第二容性元件的容量相同(c1＝c2)，在对第一容性元件与第二容性元件充电时，第一容性元件与第二容性元件相当于串联，串联后的电容容量c＝c1/2，在第一容性元件与第二容性元件放电时，第一容性元件与第二容性元件相当于并联，并联后的电容容量c＝2*c1，两个相同容量的容性元件的设置，一方面，使制备的过程更简单，另一方面，使功率因数校正过程的可靠性更高，再一方面，在充电时，能够减小充电电流，以采用电感量较小的电感，在放电时，能够保证并联的小规格电容对负载的供电能力。

在上述任一技术方案中，可选地，根据负载所需的供电电流确定所述第一容性元件的容量与所述第二容性元件的容量。

在该技术方案中，通过根据负载所需的供电电路确定容性元件的容量，以满足在不控整流模块无法对负载进行供电时，满足容性元件对负载的供电需求。

在上述任一技术方案中，可选地，根据所述第一容性元件与所述第二容性元件的允许充电电流确定所述储能电感的电感量。

在该技术方案中，储能电感通过流经的充电电流进行选型，因此在采用串联的容性元件代替单容性元件接收充电信号时，所需的充电电流减小，因此所需的储能电感的电感量也减小，因此确定采用的储能电感能够具有更小的体积与更低的成本。

在该技术方案中，由于电容的容值取决于给负载供电时的电流，当在负载需要相同电流的情况下，本申请提供的无源功率因数校正电路相比于相关技术中的无源功率因数校正电路中仅设置有一个容性元件的情况，所述第一容性元件的容量可以是传统电路中容性元件容量的一半，同时第二容性元件的容量也可以是传统电路中容性元件容量的一半其电容，结合第一二极管、第二二极管与第三二极管的单向导通特性，在不同的工作状态使第一容性元件与第二容性元件具有不同的连接关系，不同的连接关系对应不同的电容容量，小容量能够使所需的电感量更小，大容量则能够满足对负载的供电需求。

在上述任一技术方案中，可选地，所述供电模块包括：电源，用于输出交流供电信号；整流单元，用于将所述交流供电信号转换为所述脉动直流信号，其中，所述整流单元的高压输出端连接至所述储能电感，所述整流单元的低压输出端连接至所述第二容性元件的负极。

其中，所述整流单元为二极管不控整流单元。

其中，不控整流单元为采用二极管实现整流功能的整流单元。

在任一上述技术方案中，可选地，所述的无源功率因数校正电路还包括：逆变器，所述逆变器的第一输入端连接至所述第一容性元件的正极，所述逆变器的第二输入端连接至所述第二容性元件的负极，所述逆变器用于将所述第一容性元件与所述第二容性元件两端的母线电压逆变为交流信号，并输入所述负载。

在上述技术方案中，可选地，若所述负载包括单相交流负载，则所述逆变器包括对应的单相逆变电路，所述单相逆变电路包括：两个上桥臂功率器件和两个下桥臂功率器件，接入所述功率因数校正模块的高压母线端与所述功率因数校正模块的低压母线端之间，若所述负载包括三相交流负载，则所述逆变器包括对应的三相逆变电路，所述三相逆变电路包括：三个上桥臂功率器件和三个下桥臂功率器件，接入所述高压母线端与所述低压母线端之间，其中，一个相位的所述上桥臂功率器件与一个对应相位的所述下桥臂功率器件串联相接，同一相位的所述上桥臂功率器件与所述下桥臂功率器件不同时导通。

在该技术方案中，如果负载包括了单相交流负载，则逆变器中设置有对应的单相逆变电路，以向单相交流负载输出对应的驱动信号。具体地，单相交流负载可以是单相电机，也可以是单相感性负载。

其中，单相逆变电路包括两个上桥臂功率器件和两个下桥臂功率器件，连接在容性元件的输出段和负载的输入端之间。

如果负载包括了三相交流负载，则逆变器中设置有对应的三相逆变电路，以向三相交流负载输出对应的驱动信号。具体地，三相交流负载可以是感应电机，也可以是永磁同步电机。

其中，三相逆变电路包括三个上桥臂功率器件和三个下桥臂功率器件，连接在容性元件的输出段和负载的输入端之间。每一个相位的上桥臂功率器件与其对应相位的下桥臂功率器件串联，同相位的上桥臂功率器件和下桥臂功率器件不会同时导通，并向三相交流负载的负载输出一相驱动信号，三个相位的上桥臂功率器件和下桥臂功率器件交替导通，向三相交流负载的负载输出三相驱动信号。

在上述技术方案中，可选地，所述第一容性元件包括一个电容元件或多个电容元件；所述第二容性元件包括一个电容元件或多个电容元件，其中，所述多个电容元件并联和/或串联设置。

在上述技术方案中，可选地，所述电容元件为电解电容。

在本发明的第二方面的技术方案中，提出了一种家电设备，包括负载和如本发明第一方面技术方案中任一项所述的无源功率因数校正电路，所述无源功率因数校正电路接入于电源与所述负载之间，所述无源功率因数校正电路被配置为控制供电信号向所述负载供电。

在本发明的第二方面的技术方案提出的一种家电设备，通过设置有如本发明第一方面技术方案中任一项所述的无源功率因数校正电路，从而具有以上全部有益效果，在此不再赘述。

上述技术方案中，所述家电设备包括空调器、电冰箱、风扇、抽油烟机、吸尘器和电脑主机中的至少一种。

本方案中，所述家电设备包括但不限于空调器、电冰箱、风扇、抽油烟机、吸尘器和电脑主机中的一种或多种，可以理解的是，上述电器设备均可以配置本申请提供的无源功率因数校正电路的结构达到使用小容量的电感与电容，达到降低产品成本的目的，或使用与现有技术同样容量大小的电感与电容以达到更好的滤波效果。

采用本申请中所限定的功率因数校正电路，至少具有以下技术效果：

(1)电容的容值取决于给负载供电时的电流，与相关技术中单容性元件的设置方式相比，如果负载所需的供电电流相同，并联的第一容性元件与第二容性元件的容量是单容性元件的容量的1/2，实现了采用成本更低，体积更小的容性元件用于功率因数校正的目的。

(2)储能电感的电感量取决于对容性元件充电的电流大小，在充电过程中，第一容性元件与第二容性元件串联，因而电容容量更小，相比于单个电容，充电电流更小，所需的电感规格也就更低。

(3)若第一容性元件与第二容性元件规格相同，则容性元件两端的最大电压为0.5*uacpeak，其中，uac为母线电压，而使用单容性元件，容性元件上的电压最大为uacpeak，因此本申请中的容性元件能够具有更小的耐压值。

(4)由于所需的容性元件的容量和耐压值减小，则所需的储能电感的电感量也可以减小，以节省设置成本，同时电感和电容的体积减小，也有利于整个电路体积的小型化设置。

(5)另外，如果与相关技术中的单容性元件与储能电感采用的规格相同，则与相关技术中的无源功率因数校正电路相比，由于整体性能提高，因此能够具有更好的滤波效果和功率因数矫正效果。

本发明的附加方面和优点将在下面的描述中部分给出，部分将从下面的描述中变得明显，或通过本发明的实践了解到。

附图说明

本发明的上述和/或附加的方面和优点从结合下面附图对实施例的描述中将变得明显和容易理解，其中：

图1示出了相关技术中无源功率因数校正电路的结构示意图；

图2示出了根据本发明一个实施例的无源功率因数校正电路示意图；

图3示出了根据本发明一个实施例所述的无源功率因数校正电路的充电电流通路示意图；

图4示出了图3所述的无源功率因数校正电路充电的等效电路示意图；

图5示出了根据本发明一个实施例所述的无源功率因数校正电路的放电电流通路示意图；

图6示出了图5所述的无源功率因数校正电路放电的等效电路示意图；

图7示出了根据本发明一个实施例所述的无源功率因数校正电路中脉动直流信号的波形图；

图8示出了根据本发明一个实施例所述的无源功率因数校正电路中电感电流的波形图；

图9示出了根据本发明一个实施例所述的无源功率因数校正电路中母线电压的波形图。

其中，图3至图6中的箭头方向表示电流方向。

具体实施方式

为了能够更清楚地理解本发明的上述目的、特征和优点，下面结合附图和具体实施方式对本发明进行进一步的详细描述。需要说明的是，在不冲突的情况下，本申请的实施例及实施例中的特征可以相互组合。

在下面的描述中阐述了很多具体细节以便于充分理解本发明，但是，本发明还可以采用其他不同于在此描述的其他方式来实施，因此，本发明的保护范围并不限于下面公开的具体实施例的限制。

根据本发明的一个实施例的无源功率因数校正电路，包括：供电模块与功率因数校正模块，供电模块用于输出脉动直流信号，功率因数校正模块，用于对脉动直流信号进行功率因数校正，功率因数校正模块包括：串联连接的储能电感、第一容性元件、第一开关器件与第二容性元件，储能电感连接至第一容性元件的正极，第一容性元件的负极连接至第一开关器件的输入级，第二容性元件的正极连接至第一开关器件的输出级；第二开关器件，第二开关器件的输入级连接至第二容性元件的输入级，第二开关器件的输出级连接至储能电感与第一容性元件之间；第三开关器件，第三开关器件的输入级连接至第二容性元件的负极，第三开关器件的输出级连接至第一容性元件与第一开关器件之间，其中，第二开关器件与第三开关器件导通，第一开关器件截止，第一容性元件与第二容性元件放电，第一开关器件导通，第二开关器件与第三开关器件截止，通过脉动直流信号对第一容性元件与第二容性元件充电。

开关器件为二极管或开关管，其中，将二极管的正极确定为输入级，将二极管的负极确定为输出级。

其中，开关管具体可以为igbt型功率管与mosfet，mosfet包括sic-mosfet与gan-mosfet。

实施例一

如图2所示，以二极管为例，根据本发明的另一个实施例的无源功率因数校正电路，包括：供电模块与功率因数校正模块，供电模块用于输出脉动直流信号，功率因数校正模块，用于对脉动直流信号进行功率因数校正，功率因数校正模块包括：串联连接的储能电感l、第一容性元件c1、第一二极管d1与第二容性元件c2，储能电感l连接至第一容性元件c1的正极，第一容性元件c1的负极连接至第一二极管d1的正极，第二容性元件c2的正极连接至第一二极管d1的负极；第二二极管d2，第二二极管d2的正极连接至第二容性元件c2的正极，第二二极管d2的负极连接至储能电感l与第一容性元件c1之间；第三二极管d3，第三二极管d3的正极连接至第二容性元件c2的负极，第三二极管d3的负极连接至第一容性元件c1与第一二极管d1之间，其中，第二二极管d2与第三二极管d3导通，第一二极管d1截止，第一容性元件c1与第二容性元件c2放电，第一二极管d1导通，第二二极管d2与第三二极管d3截止，通过脉动直流信号对第一容性元件c1与第二容性元件c2充电。

根据本发明的无源功率因数校正电路，采用两个独立的容性元件代替现有技术中的大的电解电容，配合增加的第一二极管d1、第二二极管d2与第三第二二极管d2，若供电模块的输出电压分别小于第一容性元件c1两端的电压，以及第二容性元件c2两端的电压，此时第二二极管d2导通，第二容性元件c2的正极通过第二二极管d2向负载的高压输入端进行供电，而第一容性元件c1的正极作为高压母线端，也可以直接对负载供电，从而使第三二极管d3导通，此时第一二极管d1截止，第一容性元件c1与第二容性元件c2形成并联关系，并联后的电容与储能电感l之间处于开路状态，第一容性元件c1第二容性元件c2而并联后的电容容量为第一容性元件c1与第二容性元件c2的容量之和，在保证对负载供电能力的同时，采用容值与耐压性更小的容性元件，能够减小单个电容的容量与体积，实现对整个功率因数校正模块的优化。

进一步地，第一二极管d1设置于第一容性元件c1与第二容性元件c2之间，通过增加第一二极管d1，一方面，能够保证第一容性元件c1与第二容性元件c2放电时对负载工作的可靠性，另一方面，在供电模块的输出电压大于容性元件上的电压时，通过供电模块对储能电感l、第一容性元件c1、第二容性元件c2充电，并实现对负载供电，此时，第二二极管d2与第三二极管d3处于截止状态，第一二极管d1处于导通状态，第一容性元件c1与第二容性元件c2之间形成串联关系，串联后的容量c与第一容性元件c1的容量c1，以及第二容性元件c2的容量c2之间具有如下关系：

即

即串联后的电容容量减小，由于电容容量减小，对应的充电电流也减小，一方面，在不影响储能电感l充电状态的前提下，在本申请中的无源功率因数校正电路中，能够采用更小电感量的储能电感l代替相关技术中的电路上的储能电感l，从而实现电感体积的减小，结合同样小型化的第一容性元件c1与第二容性元件c2，达到整个电路小型化设置的目的。

另一方面，如果与相关技术中的容性元件与储能电感l采用相同的规格设置，则由于电感容量在不同工况下的适配变化，则能够实现更好的滤波效果与功率因数校正效果。

另外，通过对串联的第一容性元件c1与第二容性元件c2充电，还能够防止通过储能电感l上的电流过大造成的磁饱和现象，进而有利于提升整个电路运行的安全性。

本申请所提供的功率因数校正电路主要包括给容性元件充电过程，以及容性元件放电过程。

图7示出了通过不控整流模块的二极管之后的脉动直流信号的电压波形图，其中，电压输出最大值为交流供电信号的最大值uacpeak，而第一容性元件与第二容性元件上的电压分别为0.5*uacpeak。

如果输出电压uab大于0.5*uacpeak，即在t1时间段内，通过输出电压uab给第一容性元件与第二容性元件充电模式。

如图3所示，在充电模式下，电源既给负载供电，同时给容性元件充电，电流流向如图3所示，该模式下的等效电路为图4，相当于第一容性元件c1与第二容性元件c2串联，电容容量减小，所需的充电电流也减小。

在充电模式下，如图8所示，电感电流il先增大，后减小，如图8中t1时间段所示，直流母线电压udc即为uab，如图7与图9所示。

如果输出电压uab小于0.5*uacpeak，对应在t2时间段内，通过第一容性元件c1与第二容性元件c2放电以给负载供电。

放电模式下，uab的电压小于电容c1，c2上的电压，电源无法给负载供电。此时，只能电容给负载供电，其放电电流如图5所示，该模式下的等效电路图为图6，相当于两个电容c1，c2并联，电容容量增大，从而能够具有较大的放电电流，以满足对负载的供电需求。

如图8中的t2时间段所示，放电模式下，电感电流il为零，直流母线电压udc为单个容性元件上的电压0.5uacpeak，如图9中的t2时间段所示。

在上述实施例中，可选地，第一容性元件c1与第二容性元件c2的容量相同。

在该实施例中，通过采用相同规格的第一容性元件c1与第二容性元件c2，即第一容性元件c1与第二容性元件c2的容量相同(c1＝c2)，在对第一容性元件c1与第二容性元件c2充电时，第一容性元件c1与第二容性元件c2相当于串联，串联后的电容容量c＝c1/2，在第一容性元件c1与第二容性元件c2放电时，第一容性元件c1与第二容性元件c2相当于并联，并联后的电容容量c＝2*c1，两个相同容量的容性元件的设置，一方面，使制备的过程更简单，另一方面，使功率因数校正过程的可靠性更高，再一方面，在充电时，能够减小充电电流，以采用电感量较小的电感，在放电时，能够保证并联的小规格电容对负载的供电能力。

在上述任一实施例中，可选地，根据负载所需的供电电流确定第一容性元件c1的容量与第二容性元件c2的容量。

在该实施例中，通过根据负载所需的供电电路确定容性元件的容量，以满足在不控整流模块无法对负载进行供电时，满足容性元件对负载的供电需求。

在上述任一实施例中，可选地，根据第一容性元件c1与第二容性元件c2的允许充电电流确定储能电感l的电感量。

在该实施例中，储能电感l通过流经的充电电流进行选型，因此在采用串联的容性元件代替单容性元件接收充电信号时，所需的充电电流减小，因此所需的储能电感的电感量也减小，因此确定采用的储能电感能够具有更小的体积与更低的成本。

在该实施例中，由于电容的容值取决于给负载供电时的电流，当在负载需要相同电流的情况下，本申请提供的无源功率因数校正电路相比于相关技术中的无源功率因数校正电路中仅设置有一个容性元件的情况，第一容性元件c1的容量可以是传统电路中容性元件容量的一半，同时第二容性元件c2的容量也可以是传统电路中容性元件容量的一半其电容，结合第一二极管d1、第二二极管d2与第三二极管d3的单向导通特性，在不同的工作状态使第一容性元件c1与第二容性元件c2具有不同的连接关系，不同的连接关系对应不同的电容容量，小容量能够使所需的电感量更小，大容量则能够满足对负载的供电需求。

在上述任一实施例中，可选地，供电模块包括：电源ac，用于输出交流供电信号；整流单元，用于将交流供电信号转换为脉动直流信号，其中，整流单元的高压输出端连接至储能电感l，整流单元的低压输出端连接至第二容性元件c2的负极。

其中，整流单元为二极管不控整流单元。

在任一上述实施例中，可选地，无源功率因数校正电路还包括：逆变器，逆变器的第一输入端连接至第一容性元件c1的正极，逆变器的第二输入端连接至第二容性元件c2的负极，逆变器用于将第一容性元件c1与第二容性元件c2两端的母线电压逆变为交流信号，并输入负载。

在上述实施例中，可选地，若负载包括单相交流负载，则逆变器包括对应的单相逆变电路，单相逆变电路包括：两个上桥臂功率器件和两个下桥臂功率器件，接入功率因数校正模块的高压母线端与功率因数校正模块的低压母线端之间，若负载包括三相交流负载，则逆变器包括对应的三相逆变电路，三相逆变电路包括：三个上桥臂功率器件和三个下桥臂功率器件，接入高压母线端与低压母线端之间，其中，一个相位的上桥臂功率器件与一个对应相位的下桥臂功率器件串联相接，同一相位的上桥臂功率器件与下桥臂功率器件不同时导通。

在该实施例中，如果负载包括了单相交流负载，则逆变器中设置有对应的单相逆变电路，以向单相交流负载输出对应的驱动信号。具体地，单相交流负载可以是单相电机，也可以是单相感性负载。

其中，单相逆变电路包括两个上桥臂功率器件和两个下桥臂功率器件，连接在容性元件的输出段和负载的输入端之间。

如果负载包括了三相交流负载，则逆变器中设置有对应的三相逆变电路，以向三相交流负载输出对应的驱动信号。具体地，三相交流负载可以是感应电机，也可以是永磁同步电机。

其中，三相逆变电路包括三个上桥臂功率器件和三个下桥臂功率器件，连接在容性元件的输出段和负载的输入端之间。每一个相位的上桥臂功率器件与其对应相位的下桥臂功率器件串联，同相位的上桥臂功率器件和下桥臂功率器件不会同时导通，并向三相交流负载的负载输出一相驱动信号，三个相位的上桥臂功率器件和下桥臂功率器件交替导通，向三相交流负载的负载输出三相驱动信号。

在上述实施例中，第一容性元件包括一个电容元件或多个电容元件；第二容性元件包括一个电容元件或多个电容元件，其中，多个电容元件并联和/或串联设置。

在上述技术方案中，可选地，电容元件为电解电容。

实施例二

根据本发明的实施例的家电设备，包括：负载和如本发明第一方面实施例中任一项的无源功率因数校正电路，无源功率因数校正电路接入于电源与负载之间，无源功率因数校正电路被配置为控制供电信号向负载供电。

在该实施例中，家电设备通过设置上述任一实施例中的无源功率因数校正电路，从而具有以上全部有益效果，在此不再赘述。

上述实施例中，家电设备包括空调器、电冰箱、风扇、抽油烟机、吸尘器和电脑主机中的至少一种。

具体地，家电设备包括但不限于空调器、电冰箱、风扇、抽油烟机、吸尘器和电脑主机中的一种或多种，可以理解的是，上述电器设备均可以配置本申请提供的无源功率因数校正电路的结构达到使用小容量的电感与电容，达到降低产品成本的目的，或使用与现有技术同样容量大小的电感与电容以达到更好的滤波效果。

在本发明中，术语“第一”、“第二”、“第三”仅用于描述的目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性；术语“多个”则指两个或两个以上，除非另有明确的限定。术语“安装”、“相连”、“连接”、“固定”等术语均应做广义理解，例如，“连接”可以是固定连接，也可以是可拆卸连接，或一体地连接；“相连”可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连。对于本领域的普通技术人员而言，可以根据具体情况理解上述术语在本发明中的具体含义。

本发明的描述中，需要理解的是，术语“上”、“下”、“左”、“右”、“前”、“后”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本发明和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或单元必须具有特定的方向、以特定的方位构造和操作，因此，不能理解为对本发明的限制。

在本说明书的描述中，术语“一个实施例”、“一些实施例”、“具体实施例”等的描述意指结合该实施例或示例描述的具体特征、结构、材料或特点包含于本发明的至少一个实施例或示例中。在本说明书中，对上述术语的示意性表述不一定指的是相同的实施例或实例。而且，描述的具体特征、结构、材料或特点可以在任何的一个或多个实施例或示例中以合适的方式结合。

以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。