一种抑制Buck变换器共模传导干扰的共模电压对消方法及电路与流程

本发明属于buck变换器共模传导干扰抑制的技术领域，具体涉及一种抑制buck变换器共模传导干扰的共模电压对消方法及电路。

背景技术：

由于功率器件工作在高频开关状态，因此电力电子变换器中存在电位高频变化的节点。高频变化的电位会在这些节点与保护地之间的寄生电容中产生位移电流，进而引起共模(commonmode,cm)传导干扰，并通过输入电源线进入电网，影响同一电网中其他设备的正常工作。

为了抑制变换器的共模传导干扰，通常在输入电源和变换器之间加入由共模电感和y电容构成的共模滤波器。由于y电容连接在输入电源线与保护地之间，其容值受漏电流限制存在上限值。这样，为了达到所需的衰减要求，共模电感量往往较大。此外，共模电感的绕组流过输入电流。因此，共模电感的体积和重量较大，制约了电源效率和功率密度的提升。

常用的抑制干扰的方法包括共模电流对消方法和共模电压对消方法。

参见图1，共模电流对消方法，其中25ω电阻为共模干扰等效测试阻抗，csum和vens分别是变换器共模干扰模型中的总的寄生电容和等效干扰源。加入的对消支路由补偿电压源vcom和补偿电容ccom构成，当流过补偿支路的电流icom与变换器产生的共模电流in大小相等时，流过lisn等效测试阻抗的电流为零，即抑制了共模传导干扰，此时补偿电压和补偿电容满足：

在图1中，变换器产生的共模电流由加入的并联对消支路来抵消，然而补偿电容存在容差，它会影响共模干扰对消的效果。

参见图2，为共模电压对消方法，在回路中串联一个补偿电压源vcom，当vcom＝vens时，加在25ω等效测试阻抗两端的电压为零，从而消除了共模干扰。由于该方法直接抵消了变换器的共模电压，因此称之为共模电压对消方法。该方法不需要补偿电容，避免了电容容差引起的一致性问题。

根据图2，建立与等效干扰源vens相等的补偿电压源vcom是实现共模干扰对消的关键。在buck变换器中，其等效干扰源vens可以表示为如下的形式，即：

vens＝kvq(2)

其中，k是电路中相应寄生电容的比值(0<k<1)，vq为开关节点到功率地的电压，即下管的漏源极电压。由于vq与输出滤波电感绕组的电压vlf具有相同的交流分量，即

vq＝vlf(3)

根据图2中共模干扰对消的条件vcom＝vens，结合式(2)和式(3)，可以得到

vcom＝kvlf(4)

由式(4)可知，所需补偿电压vcom的大小与电路中相应寄生电容的比值k以及电感两端的电压vlf有关。据此，可以采用磁耦合的方式在电感上绕制合适匝数的辅助绕组，由该辅助绕组提供所需的补偿电压，如图3所示。

根据图3，为了得到所需的补偿电压，变换器的两根输入电源线都应加上补偿电压kvlf，使得lisn测试端到变换器电源输入侧的共模电压为kvlf。

技术实现要素：

本发明所要解决的技术问题是针对上述现有技术的不足，提供一种抑制buck变换器共模传导干扰的共模电压对消方法及电路。

为实现上述技术目的，本发明采取的技术方案为：

一种抑制buck变换器共模传导干扰的共模电压对消方法，所述对消方法为：通过抵消buck变换器的共模电压，实现抑制其共模传导干扰；

所述抵消buck变换器的共模电压是在输入电源线上加入两个绕组；

所述两个绕组与输出滤波电感绕组相耦合。

优选地，上述两个绕组中的一个绕组连接输入电源的正极与buck变换器电路输入的的正极，另一个绕组连接输入电源的负极与buck变换器电路输入的的负极。

优选地，上述两个绕组与输出滤波电感绕组的同名端关系为：与输入电源正负极分别相连的端点，与输出滤波电感绕组中与开关节点相连的端点为同名端。

优选地，上述两个绕组的匝数相等，两个绕组的匝数由输出滤波电感绕组的匝数与buck变换器电路中到安全地的寄生电容的比值决定。

一种抑制buck变换器共模传导干扰的共模电压对消电路，包括buck变换器电路和两个绕组；所述两个绕组设于buck变换器电路的输入电源线上，所述两个绕组与buck变换器电路的输出滤波电感绕组相耦合。

优选地，上述两个绕组中的一个绕组连接输入电源的正极与buck变换器电路输入的的正极，另一个绕组连接输入电源的负极与buck变换器电路输入的的负极。

优选地，上述两个绕组与输出滤波电感绕组的同名端关系为：与输入电源正负极分别相连的端点，与输出滤波电感绕组中与开关节点相连的端点为同名端。

优选地，上述两个绕组的匝数相等，两个绕组的匝数由输出滤波电感绕组的匝数与buck变换器电路中到安全地的寄生电容的比值决定。

本发明具有以下有益效果：

本发明提出了使用共模电压对消方法实现对共模传导的抑制，通过抵消buck变换器的共模电压，从而抑制其共模传导干扰；

本发明通过在输入电源线上加入两个绕组，并将其与输出滤波电感绕组相耦合，实现了抵消buck变换器的共模电压；

本发明实现简单，不需要增加补偿电容，因此避免了补偿电容容差引入的一致性问题，从而使得本发明具有更高的实用性。

附图说明

图1是共模电流对消方法的电路结构示意图。

图2是共模电压对消方法的电路结构示意图。

图3是共模电压对消方法的实现原理图。

图4是本发明一种抑制buck变换器共模传导干扰的共模电压对消方法的实现原理图。

图5是本发明一种抑制buck变换器共模传导干扰的共模电压对消电路的电路示意图。

图6是buck变换器的电路图。

图7是buck变换器的共模干扰模型电路图。

图8是buck变换器的戴维南等效电路图。

具体实施方式

以下结合附图对本发明的实施例作进一步详细描述。

本发明的一种抑制buck变换器共模传导干扰的共模电压对消方法，所述对消方法为：通过抵消buck变换器的共模电压，实现抑制其共模传导干扰；

所述抵消buck变换器的共模电压是在输入电源线上加入两个绕组；

所述两个绕组与输出滤波电感绕组相耦合。

实施例中，所述两个绕组中的一个绕组连接输入电源的正极与buck变换器电路输入的正极，另一个绕组连接输入电源的负极与buck变换器电路输入的的负极。

实施例中，所述两个绕组与输出滤波电感绕组的同名端关系如图5所示：与输入电源正负极分别相连的端点a和c，与输出滤波电感绕组中与开关节点相连的端点m为同名端。

实施例中，所述两个绕组的匝数nab和ncd相等，并且这两个绕组的匝数由输出滤波电感绕组的匝数nlf与buck变换器电路中到安全地的寄生电容的比值决定。如图5所示，nab和ncd的具体表达式为：

本发明的一种抑制buck变换器共模传导干扰的共模电压对消电路，包括buck变换器电路和两个绕组；所述两个绕组设于buck变换器电路的输入电源线上，所述两个绕组与buck变换器电路的输出滤波电感绕组相耦合。

实施例中，所述两个绕组中的一个绕组连接输入电源的正极与buck变换器电路输入的的正极，另一个绕组连接输入电源的负极与buck变换器电路输入的的负极。

实施例中，所述两个绕组与输出滤波电感绕组的同名端关系为：与输入电源正负极分别相连的端点，与输出滤波电感绕组中与开关节点相连的端点为同名端。

实施例中，所述两个绕组的匝数相等，两个绕组的匝数由输出滤波电感绕组的匝数与buck变换器电路中到安全地的寄生电容的比值决定。

本发明的工作原理如下：参见图4，共模电感绕组ab和共模电感绕组cd，其匝数nab与ncd均为knpq，其中npq为滤波电感绕组的匝数。如果忽略绕组漏感，有vbd＝vin+vab-vcd＝vin，因此加入共模电感绕组不会影响变换器的正常工作。此外，为了减小共模电感绕组的铜损，变换器的输入滤波电容cin应放在变换器和共模电感绕组之间，使得流过共模电感绕组的电流为直流。

根据上述分析，图5给出了采用共模电压对消的buck变换器的电路图，共模电感绕组ab和cd的匝数均为knlf，其中nlf为滤波电感绕组的匝数。

下面具体推导buck变换器共模传导干扰的等效干扰源vens与电容csum的表达式，并据此确定共模电感绕组的匝数。

图6给出了buck变换器的电路图，其中，cd1是开关节点m到保护地的寄生电容；cs1、cs2和cs3分别是输出电压正极、功率地和开关管q的漏极到保护地的寄生电容。应用替代定理推导buck变换器的共模干扰模型。在buck变换器中，开关节点m的电位是高频跳变的，其共模干扰主要由cd1引起。为此，首先将续流二极管df用波形与其两端电压波形一致的交流电压源代替。由于dvo/dt<<dvdf/dt，因此输出电容可视为短路。为避免电路中出现纯电压源回路，将开关管q和滤波电感lf分别替代为与流过其电流波形一致的交流电流源。最后，考虑lisn侧共模干扰的25ω等效测试阻抗，即可得到buck变换器的共模干扰模型，如图7所示。

利用叠加定理将该模型中25ω电阻的右端网络进行简化：仅考虑电流源的作用，将电压源vdf短路，那么电流源iq和ilf被短路，对共模干扰没有影响；仅考虑电压源的作用，将电流源iq和ilf开路，然后将此子电路进行戴维南等效，所得到的电路如图8所示。其中

csum＝cd1+cs1+cs2(5b)

从图6可以看出，由于vdf与滤波电感电压vlf的交流分量相同，因此等效干扰源的表达式可以写成kbuckvlf。因此如图4所示，共模电感绕组ab和cd与输出滤波电感绕组相耦合，且绕组匝数均为kbucknlf。

以上仅是本发明的优选实施方式，本发明的保护范围并不仅局限于上述实施例，凡属于本发明思路下的技术方案均属于本发明的保护范围。应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理前提下的若干改进和润饰，应视为本发明的保护范围。