一种降低单相光伏并网逆变器THD的错频调制方法与流程

本发明涉及单相光伏并网技术领域，尤其涉及单相逆变器降低逆变器thd(总谐波畸变率)的一种错频方法。

背景技术：

光伏并网是光伏发电的重要应用之一，然而光伏并网逆变器产生的谐波会对电网造成污染，降低光伏并网装置产生的thd可以有效减小对电网的污染，提高并网电能质量。

大规模光伏电源并网使得大量的电力电子转换器被引入到电力系统中，从而大量的非线性负载也加入到供电系统中，会对电力系统造成严重污染，产生更严重的电能质量问题。其中，总谐波畸变率(thd)是衡量光伏并网电能质量的重要指标。

近年来对降低光伏并网thd值进行了大量的研究。目前降低光伏并网thd主要有三种技术：1)改变逆变器的拓扑结构，并通过相应开关控制，产生多电平来降低thd；2)采用附加的解耦电路，用于提供所需要的脉动功率，来降低thd；3)从控制策略上进行优化，通过控制改变开关的切换算法来达到降低thd的目的。

第一种方法采用多级逆变器(mlis)，与传统逆变器两电平或者三电平相比，mlis具有更高得输出电压水平，这使得mlis的输出波形呈阶梯状，比传统逆变器更接近正弦。因此，mlis使得thd降低。常用的多电平逆变器为级联h桥(chb)逆变器缺乏储能元件以及隔离故障的能力。经过对拓扑结构的优化，具有较好的最大功率跟踪(mppt)能力并降低了thd，然而它们拥有大量的半导体开关，增加了成本。之后为了减少半导体开关数量，在拓扑结构上进行优化。之后提出的拓扑结构改进方案，在保持thd和mppt性能的基础上，尽可能的减少了半导体开关数量。然而，开关数量多的问题依旧存在。

第二种方法采用附加的解耦电路，在单相并网的直流侧产生双线频功率脉动(double-line-frequency)。这种脉动对thd性能是不利的。普通的无源解耦电路的dc-link侧需要一个体积较大电解电容来吸收功率脉动，使得使用寿命受到限制。而有源解耦方法，可以降低功率解耦的电容，然而，这种方法增加了辅助电路，并且会使得效率有所损耗。最近有研究提出了一种在普通lc滤波的单相光伏并网逆变器中增加有源解耦的辅助电路，使得效率和thd性能相比基于lc滤波的单相并网有源解耦电路有所改善。然而，增加辅助电路依旧使得效率有所损耗。

第三种方法是对并网逆变器的控制部分进行优化，通常是在控制逆变器开关通断的算法上进行优化。此外，近几年还提出将神经网络引入到逆变器控制当中。当进行结构和控制的双重改进，却增加了逆变器的开关，同时使用了专属的控制。这种方法虽然能够降低thd，然而由于增加了开关，使得成本增加，当系统参数不匹配时，会导致控制算法失效或者性能降低。

当前，有学者提出使用调制技术将全桥逆变器的两个桥臂使用低频和高频两个频率分别对逆变器两个桥臂进行调制。可参见：安树怀,王明渝,邓威,李翀.可用于光伏并网的双频逆变器控制策略[j].电力自动化设备,2011,31(01):84-88.

该方法要求低频开关的一个开关周期必须包括多个高频开关的开关周期，使得在一个低频开关周期内，存在四种工作模式。虽然这种逆变器开关频率双频控制方法，可以使逆变器输出电感上电流纹波相比于逆变器开关频率仅使用单低频控制的电流纹波要小，但依旧要远远高于逆变器开关频率仅使用高低频控制。导致的直接结果为，在逆变器输出性能(总谐波畸变率)上，该方法的输出性能(总谐波畸变率)介于逆变器两个桥臂使用全低频和全高频之间。由于这种方法并不能改善逆变器输出性能，使得这种双频调制方法不被实际使用。

技术实现要素：

为了解决逆变器两个桥臂双频调制，比逆变器两个桥臂使用全高频调制输出性能(总谐波畸变率)要差的情况，本发明提出一种限定低频与高频比值的新型逆变器错频调制方法，并使得两个桥臂开关频率低频与高频比值尽量接近于1。

本发明的技术方案提供一种降低单相光伏并网逆变器thd的错频调制方法，所述单相光伏并网逆变器的拓扑主电路包括直流源dc、第一开关管q1、第二开关管q2、第三开关管q3、第四开关管q4、输出滤波电感l、输出滤波电容c和负载r，直流源dc提供直流电，第一开关管q1、第二开关管q2、第三开关管q3和第四开关管q4构成桥式电路，输出滤波电感l和输出滤波电容c组成lc滤波电路，滤除高频的载波部分，负载r为输出电阻，记u0为输出交流电压的有效值，ud为输入直流电压，其特征在于：设第一开关管q1和第二开关管q2构成前臂s1，第三开关管q3和第四开关管q4构成后臂s2，采用不同载波频率的spwm脉冲分别控制前臂s1和后臂s2，记载波频率fs为前臂s1开关的开关频率，载波频率fm为后臂s2的开关频率，且

fm＝nfs

并限定n的取值范围为

在取值范围内优选设置n的取值，使得两个桥臂开关频率低频与高频比值尽量接近于1。

而且，所述在取值范围内优选设置n的取值，采用试凑法实现。

而且，采用两个spwm脉冲发生模块分别提供载波频率fs的spwm脉冲和载波频率fm的spwm脉冲。

本发明提供的一种降低单相光伏并网逆变器thd的错频技术方法，能够有效降低光伏并网装置对电网的污染，提高电能质量。本发明使用的错频调制，可以使得逆变器的输出电感上电流纹波，比逆变器开关频率使用全高频调制的输出电感上电流纹波要小。使用本发明的调制方法，可以使逆变器输出性能优于逆变器两个桥臂使用全高频情况。

附图说明

图1为本发明实施例中运用错频技术的lc结构逆变器。

图2为本发明实施例提供的q2与q3开关管触发脉冲时序。

图3为本发明实施例提供的载波频率不同的spwm控制单元简化图。

图4为现有技术中普通lc滤波逆变电路中电感上电流纹波、电感上电压、q2与q3时序图。

图5为现有技术中普通lc滤波逆变电路一个开关周期内的电流纹波。

图6为本发明实施例改进错频lc滤波逆变电路fm＝0.97fs中电感l上电流纹波、电感上电压、q2与q3时序图。

图7为现有技术中普通lc滤波逆变电路thd值。

图8为本发明实施例本错频技术下lc滤波逆变电路thd值。

具体实施方式

为了更好地理解本发明的技术方案，下面结合附图和实施例对本发明做进一步的详细说明。

本发明实施例提供的一种错频技术降低thd的方法，针对现有的单相逆变器拓扑主电路实现。所述单相逆变器拓扑主电路包括直流源、第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管、输出滤波电感、输出滤波电容和负载。

如图1所示，该交错拓扑电路包括直流源dc、第一开关管q1、第二开关管q2、第三开关管q3、第四开关管q4、输出滤波电感l、输出滤波电容c和负载r。所述的四个开关管采用金属氧化物半导体场效应管(mosfet)。

直流源dc提供直流电。第一开关管q1、第二开关管q2、第三开关管q3和第四开关管q4构成桥式电路。输出滤波电感l和输出滤波电容c组成lc滤波电路，滤除高频的载波部分。负载r为输出电阻，u0为输出交流电压的有效值，ud为输入直流电压。

所述直流源正极与所述线路第一开关管q1上端相连，所述直流源负极与所述第二开关管q2下端相连。

具体电路连接方式为：

所述第一开关管q1下端与所述第二开关管q2上端电连接。

所述第二开关管q2下端与所述第四开关管q4下端相连。

所述第三开关管q3上端与所述第一开关管q1上端相连，所述第三开关管q3下端与所述第四开关管q4上端相连。

所述输出滤波电感l左侧与所述第三开关管q3下端相连，所述输出滤波电感l右侧与所述输出滤波电容c上端相连。

所述输出滤波电容c下端与所述第一开关管q1下端相连。

所述输出电阻上端与所述输出滤波电容c上端相连，所述输出电阻下端与所述输出滤波电容c下端相连。

需要说明的是q1与q2、q3与q4是两组开关，同一组的两个开关不能同时处于导通状态。将q1与q2设为前臂s1，q3与q4设为后臂s2。

对于控制方面，本发明实施例还提供了高频错频载波频率为fs的spwm脉冲发生模块、低频错频载波频率为fm的spwm脉冲发生模块。spwm表示正弦脉宽调制。

两个spwm脉冲发生模块的载波频率不同，分别为fs和fm，除此外spwm脉冲发生模块内部的逻辑关系完全一致。值得注意的是，两个模块内部的基波频率都为工频(50hz)。上述载波频率为四个开关管的开关频率，在经过后级lc滤波后，滤除了高频的载波，保留了低频的基波流过负载。

实施例中，设定fs为前臂s1开关的开关频率，fm为后臂s2的开关频率，且要求

fm＝nfs

为了保证运用本发明提出方法逆变器输出电感上电流纹波，比逆变器开关频率使用全高频调制的输出电感上电流纹波要小。本发明提出对n的取值做限定。n的取值范围为：

这个范围内可以保证四种状态每一种状态都比普通高频逆变器的电流纹波要小。但是实际上，由于错频的上升电流纹波和下降电流纹波，各由错频逆变器四种状态的两种组成。错频逆变器实际输出电感上电流纹波是两种开关状态的叠加，所以如果n值过小，会导致错频逆变器电感上平均电流纹波，大于开关频率为fs的普通高频逆变器电感上平均电流纹波，使得错频逆变器thd(总谐波畸变率)介于开关频率使用高频fs和低频fm的两种普通逆变器thd之间。所以为了使错频逆变器thd比开关频率使用高频fs普通逆变器thd更小，需要使n值更接近于1才能保证本发明的错频逆变器输出特性相比于普通高频逆变器更优越。一般而言n的取值在0.9以上。考虑到n取值与实际输出性能关系是一个抛物线的形式，本发明进一步提出，为取得最优的顶点值，可在取值范围内采用试凑法确定n取值。

具体实施时，fs可直接采用预设的电路的设计参数，例如10、15、20或40khz。根据n的取值即可确定fm＝nfs。

使用本发明的调制方法，可以使逆变器输出性能优于逆变器两个桥臂使用全高频情况。为便于理解本发明的技术方案原理，提供本发明进行n的取值范围推导具体实现如下：

当开关q2与q3同时开通时由基尔霍夫电压定律kvl得

当开关q1和q4开通时由kvl得

当开关q1、q3(或开关q2、q4)开通时由基尔霍夫电压定律kvl得

其中，为输出正弦电压)；u0为输出电压有效值；ωω＝2πf基频＝2π×50hz＝100π，ωtωt为输出正弦交流电压相位，f基频表示基频频率为50hz，p为输出电压瞬时值，在任取开关周期的一段之内，近似认为p是常量；ud为输入直流电压；ul为电感上电压。

设q2的占空比为d2(t)，q3的占空比为d3(t)。由于控制q2、q3开关使用的都为spwm调制，仅在载波频率上有所区别。因此q2、q3的占空比相等。任取一个开关的最小公共周期中的一段，如图2为q2与q3触发脉冲时序进行分析，在此段开关时序内近似认为占空比d不变。

d2＝d3＝d

为了便于计算q1、q2、q3、q4的开关情况，取q2、q3同时开通作为分析起点，可以列出下列关系式

式中y1为q2开关的触发脉冲幅值；k1为系数，k1∈n,n为自然数；ts是前臂s1的开关周期，且有fs为前臂的开关频率；t表示时间变量。

由于fm＝nfs，故ts＝ntm，故

式中y2为q3开关的触发脉冲幅值；k2为系数，k2∈n；tm是后臂s2的开关周期。

由得

式中l为电感值，il为输出电感上电流值；dil为电流纹波。

在时间内增加的幅值如下：在q2、q3同时导通(y1＝1，y2＝1)、q1、q4同时导通(y1＝0，y2＝0)、q2、q3导通状态相反(y1＝1，y2＝0；y1＝0，y2＝1)三种情况下，il在δt时间内增加的幅值h分别如下：

在任取一个公共开关周期中的一段时间内，只要q2、q3的导通时序情况，满足下列条件任意一种，即可使得q2、q3同时导通(y1＝1，y2＝1)。

k1ts≤t≤k1ts+dts①

或

或满足情况①时有：

则q2、q3同时导通的时间δt1＝dts，其中δt1为q2、q3在情况①时同时导通的时间。

满足情况②时有

则q2、q3同时导通的时间其中δt2为q2、q3在情况②时同时导通的时间。

满足情况③时有

则q2、q3同时导通的时间其中δt3为q2、q3在情况③时同时导通的时间。

由上面满足q2、q3同时导通(y1＝1，y2＝1)的条件可知，当满足条件①时δt最大，其中δt表示时间增量。

式中δta表示持续在y1＝1，y2＝1情况下的时间；maxδta表示持续在y1＝1，y2＝1情况下的最大时间；ha表示在y1＝1，y2＝1情况下电感上的电流纹波，maxha表示ha的最大值。

将①作变形

k2≤nk1≤nk1+nd≤k2+d

由上式得出，当且仅当k1＝0，k2＝0时k1＝k2，否则k2＜k1。k1＝0，k2＝0满足条件，下一个满足①的条件为

0k2＜nk1+nd＜k2+d

由于取的每一段d值近似认为是定值，k1∈n,k2∈n。

当n越小，k2越小，则两次出现则q2、q3同时导通(y1＝1，y2＝1)时间maxδta＝dts的时间间隔越短，出现最大电流纹波的间隔也越短。为了避免这种情况必须使得n值维持在一个较大的值。

与之相对的，q1、q4同时导通的条件(y1＝0，y2＝0)情况与q2、q3同时导通的条件(y1＝1，y2＝1)类似。同理可得，q1、q4同时导通(y1＝0，y2＝0)时间maxδtb＝(1d)ts。

式中δtb表示持续在y1＝0，y2＝0情况下的时间；式中maxδtb表示持续在y1＝0，y2＝0情况下的最大时间；hb表示在y1＝0，y2＝0情况下电感上的电流纹波，maxhb表示hb的最大值。

同时也满足，当n越小，则两次出现则q1、q4同时导通(y1＝0，y2＝0)时间maxδt＝(1-d)ts的时间间隔越短。为了避免这种情况必须使得n值维持在一个较大的值。

q1、q3同时导通(y1＝0，y2＝1)时间为δtc；式中maxδtc表示持续在y1＝0，y2＝1情况下的最大时间；hc表示在y1＝0，y2＝1情况下电感上的电流纹波；maxhc表示hc的最大值。

若

则

当p＞0时

当p＜0时

满足的条件为

若

则

当p＞0时

当p＜0时

满足的条件为

故，满足p＜0时

即可使得

ha＝maxha＞maxhc＞0

hb＝maxhb＜maxhc＜0

其中，ha表示开关频率为fs的普通高频逆变器在tk-1～tk时段，q2和q3开通时，电感电流上升的电流纹波高度；hb表示开关频率为fs的普通高频逆变器在tk～tk+1时段，q1和q4开通时，电感电流上升的电流纹波高度。

q2、q4同时导通(y1＝1，y2＝0)时间为δtd，式中maxδtd表示持续在y1＝1，y2＝0情况下的最大时间；hd表示在y1＝1，y2＝0情况下电感上的电流纹波；maxhd表示hd的最大值。

同理可推出

满足p＞0时

即可使得

ha＝maxha＞maxhd＞0

hb＝maxhb＜maxhd＜0

综上，为了保证本发明使用的错频调制，可以使得逆变器的输出电感上电流纹波，比逆变器开关频率使用全高频调制的输出电感上电流纹波要小。

满足p＜0时

满足p＞0时

故，n的取值范围为：

即可使得错频lc滤波电感上的最大电流纹波与开关频率为fs的普通高频逆变器输出电感上的电流纹波相等。

图2为本发明实施例提供的本发明q2与q3开关管触发脉冲时序。任取一个最小公共开关周期的一段在此时间中，为输出正弦电压)，在任取开关周期的一段之内，近似认为是常量为一常数p。

图3为本发明实施例提供的控制电路简化图。本实例中的控制电路包括两个spwm脉冲触发电路，基波为工频(50hz)，载波频率分别为fm和fs。a分别控制q1与q2开关的通断，b分别控制q4与q3开关的通断。a、b分别连接在四个开关管的栅极，当有触发信号时，相应的开关管开通。

图4为开关频率为fs的普通高频逆变电路中电感上电流纹波、电感上电压、q2与q3时序图。普通lc滤波逆变电路的主电路与错频lc滤波逆变电路主电路一致，不同的是仅在控制上普通lc滤波逆变电路的前臂和后臂载波频率都为高频fs。

图5为前后桥臂都为高频fs的普通逆变器一个开关周期内的电流纹波。任取开关频率为高频fs的普通逆变器一个开关周期tk-1～tk+1。

其中tk-1～tk表示q2和q3开通时段，此时电感电流上升，上升的电流纹波为ha；tk～tk+1表示q1和q4开通，此时电感电流下降，下降的电流纹波为hb；设定开关q2的占空比为d，在任取的一个开关周期中近似认为d是定值。

由电感的特性公式得

其中，为输出正弦电压)；u0为输出电压有效值；ul为输出滤波电感上电压；ω＝2πf基频＝2π*50hz＝100π，ωt为输出正弦交流电压相位，f基频表示基频频率为50hz。

当tk-1≤t＜tk时,电感上的电流上升的电流纹波ha为

其中，ts是普通高频逆变器的开关周期，且有fs为普通高频逆变器的开关频率。

当tk-1≤t＜tk时,电感上的电流下降的电流纹波hb为

图6为本发明改进lc滤波逆变电路fm＝0.97fs中电感l上部分电流纹波、电感上电压、q2与q3时序图。

在本发明的错频逆变器中，任取最小公共周期的一段之内，根据输出滤波电感电流纹波高度不同，可以划分为q2和q3同时开通时的电感电流纹波ha、q1和q4同时开通时的电感电流纹波hb、q1和q3同时开通时的电感电流纹波hc、q2和q4同时开通时的电感电流纹波hd，这四类区域。且每类区域的h由于δt不同，使得每类区域的纹波高度各不相同。在附件1中推导了maxha、maxhb、maxhc和maxhd的大小，它们分别表示在ha、hb、hc、hd这四类区域电流纹波的最大值(电感电流纹波的峰峰值)。

由前述推导过程可知，当n满足上述关系时可以保证本发明四种开关状态的任意一种开关状态下的电感上电流纹波，比使用fs开关频率的普通高频逆变器电流纹波要小。为便于理解本发明技术方案，实施例中取n＝0.97的情况验证本发明的有效性与优越性。如图7和图8分别为开关频率使用高频fs普通lc滤波电路和本发明实施例改进lc滤波逆变电路thd值。当l＝0.65mhc＝15μf时普通lc滤波电路thd值为3.09％，而本发明实施例改进lc滤波逆变电路thd值降为2.24％，验证了本发明的有效性。

本文中所描述的具体实施例仅仅是对本发明精神作举例说明。本发明所属技术领域的技术人员可以对所描述的具体实施例做各种各样的修改或补充或采用类似的方式替代。