大功率集成式车载充电机与车载DC/DC电路及控制方法与流程

本发明车载充电机以及车载dc/dc领域，更具体地公开了一种大功率集成式车载充电机与车载dc/dc电路及控制方法。

背景技术：

当前随着电动汽车行业的飞速发展，以及人类对清洁能源的重视。未来汽车领域一定是电动汽车的天下。车载充电机以及dc/dc作为整车上最重要的部分，其决定了整车能否正常使用以及用户使用的体验。现在多数车载充电机的厂家都是将车载充电机与dc/dc分别单独作为两个模块放在整车上。此做法浪费了整车上宝贵的体积，也浪费了很多的成本，特别在充电机功率越来越大的趋势下，使得sic半导体器件的使用越来越多。例如，tesla在自己的最新一代产品中使用了定制板的sicmos管，但是依然采用了非集成方案的dc/dc，导致了sicmos的使用数量高达24颗。因此在成本上付出的代价较高。

因此采用集成式dc/dc与车载充电机成为了一个应运而生的新课题，可以采用dc/dc与车载充电机的集成实现整个系统的轻量化，降成本，低emc干扰等优点。

技术实现要素：

1、本发明的目的

本发明提供一种新型的集成式车载充电机与dc/dc方案，实现整个系统的轻量化，低成本，降低系统的emc干扰。

2、本发明所采用的技术方案

本发明公开了一种大功率集成式车载充电机与车载dc/dc实现电路，包括一个集成变压器transformerpower，一个由q7，q8、q9，q10，l6，c1以及变压器原边组成的llc原边电路，一个由q11，q12，q13，q14，l7，c2以及变压器副边组成的llc副边电路，一个由q15，q16以及变压器副边2组成的dc/dc电路，一个由q17，q18，l8，c5组成的buck电路；

l1，l2，l3输入端为三相交流电输入，q1，q2，q3，q4组成pfc电路，输出为q7，q8、q9，q10，l6，c1以及变压器原边组成的llc原边电路，通过一个集成式的变压器，上部分输出为q11，q12，q13，q14，l7，c2以及变压器副边组成的llc副边电路，该电路为高压充电电路，下部分输出一个由q15，q16以及变压器副边2组成的dc/dc电路，一个由q17，q18，l8，c5组成的buck电路，为低压器件充电。

更进一步，所述的电路满足：

lr＝((q*rac)/(2*3.14159*fr))*1000000；

cr＝1/(2*3.14159*fr*rac*q)*1000000000；

lm＝k*lr；

谐振电感lr，谐振电容cr，fr是lr，cr谐振时的频率，励磁电感lm，k＝lm/lr，交流等效负载rac，品质因素

本发明公开了一种大功率集成式车载充电机与车载dc/dc实现方法，obc与dc/dc同时工作，此时obc正常输出电压；由于obc的功率远大于dc/dc的功率，因此可以利用匝比的限制dc/dc的输出电压实现恒压；在dc/dc的后级增加buck电路实现稳压；稳定dc/dc的电压输出；

当只有dc/dc工作时候，obc的llc副边电路变成了dc/dc的llc原边电路；此时dc/dc通过控制pwm的频率实现dc/dc的稳压输出。

更进一步，还包括车载充电机obc单独工作状态，三相交流输入通过，pfc功率因素校准之后共给llc原边电路；llc原边电路中q7、q10同时导通，谐振电流给变压器励磁电流充电；q7、q10同时关闭，励磁电流持续向外部供电；q8、q9同时导通，谐振电流继续反向给励磁电流充电；q8、q9同时关闭，则励磁电流持续向外部供电；谐振电路与变压器形成了两个不同电抗的电路，只需控制整个电路的开关频率既可以实现控制整个系统的输出电压。

更进一步，通过dsp实现对整个回路的控制，实现输出横流充电或者恒压充电。

更进一步，还包括obc反向交流放电工作状态，obc的llc副边变成交流放电状态下的原边，此时依然利用变压器的匝比钳制dc/dc的输出电压，实现dc/dc的恒压输出，由于匝比的限制导致dc/dc的电压高于设计的dc/dc输出电压，dc/dc后级的buck电路稳定输出电压，实现恒压输出。

3、本发明所采用的有益效果

本发明因为采用了集成式变压器，以及共用了部分高压mos因此缩小了整个系统的体积，并且器件的共用降低了整个系统的成本。由于变压器集成为一个，减少了感性元件的使用，降低了整个系统的emc。用磁集成式变压器，将传统的车载充电机与dc/dc变压器集成为一个，并且共用车载充电机后级dc部分的桥式电路，实现整个系统的高度集成化。

附图说明

图1是根据本发明提出车载充电机以及dc/dc图。

图2为llc电路的等效电路。

具体实施方式

下面结合本发明实例中的附图，对本发明实例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明的实施例，本领域技术人员在没有做创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明的保护范围。

下面将结合附图对本发明实例作进一步地详细描述。

实施例1

本发明大功率集成式车载充电机与车载dc/dc电路，用磁集成式变压器，将传统的车载充电机与dc/dc变压器集成为一个，并且共用车载充电机后级dc部分的桥式电路，实现整个系统的高度集成化。

下面结合图1详细说明依据本发明提出的方案的细节及工作情况。

该装置包括一个集成变压器transformerpower，一个由q7，q8、q9，q10，l6，c1以及变压器原边组成的llc原边电路，一个由q11，q12，q13，q14，l7，c2以及变压器副边组成的llc副边电路，一个由q15，q16以及变压器副边2组成的dc/dc电路，一个由q17，q18，l8，c5组成的buck电路。

l1，l2，l3输入端为三相交流电输入，q1，q2，q3，q4组成pfc电路，输出为q7，q8、q9，q10，l6，c1以及变压器原边组成的llc原边电路，通过一个集成式的变压器，上部分输出为q11，q12，q13，q14，l7，c2以及变压器副边组成的llc副边电路，该电路为高压充电电路，下部分输出一个由q15，q16以及变压器副边2组成的dc/dc电路，一个由q17，q18，l8，c5组成的buck电路，为低压器件充电。

lr＝((q*rac)/(2*3.14159*fr))*1000000；

cr＝1/(2*3.14159*fr*rac*q)*1000000000；

lm＝k*lr；

谐振电感lr，谐振电容cr，fr是lr，cr谐振时的频率，励磁电感lm，k＝lm/lr，交流等效负载rac，品质因素

如图1所示，当只有车载充电机(一下简称obc)工作时，三相交流输入通过，pfc功率因素校准之后共给llc原边电路。llc原边电路中q7、q10同时导通，谐振电流给变压器励磁电流充电；q7、q10同时关闭，励磁电流持续向外部供电；q8、q9同时导通，谐振电流继续反向给励磁电流充电。q8、q9同时关闭，则励磁电流持续向外部供电。因此，此llc电路可简化为图2的等效电路

由图2可知，谐振电路与变压器形成了两个不同电抗的电路，因此我们只需控制整个电路的开关频率既可以实现控制整个系统的输出电压。通过dsp实现对整个回路的控制。实现输出横流充电或者恒压充电。

当obc与dc/dc同时工作时候，如上面的理论解释，此时obc正常输出电压。由于obc的功率远大于dc/dc的功率，因此可以利用匝比的限制dc/dc的输出电压实现恒压。因为电池的电压是在不断改变的状态下。因此需要在dc/dc的后级增加buck电路实现稳压。稳定dc/dc的电压输出。

当只有dc/dc工作时候，obc的llc副边电路变成了dc/dc的llc原边电路。此时dc/dc的工作原理与obc的工作原理相同，通过控制pwm的频率实现dc/dc的稳压输出。

当obc反向交流放电的时候，obc的llc副边变成交流放电状态下的原边，此时依然利用变压器的匝比钳制dc/dc的输出电压，实现dc/dc的恒压输出，由于匝比的限制导致dc/dc的电压高于设计的dc/dc输出电压，因此，此时dc/dc后级的buck电路起了作用，稳定输出电压。实现恒压输出。

综上所述可以得知，此方案可以优秀的实现dc/dc与obc的高压器件共用，及obc的llc副边电路部分，在大功率的场合之下，此部分的共用可极大的节省系统的体积，并且在大电流高效率的要求场合，通常对mos的要求很好，此时mos的价格将占据obc的主要成本部分。因此可以通过功率器件的共用，为整个系统节省大量的成本。此外，由于obc与dc/dc的变压器集成在了一起，减少了一个变压器的绕组，有效的降低了变压器的emc干扰问题，并且原先需要的两个变压器集成为一个，使得再做emc屏蔽处理的时候只针对一个器件做相应处理即可，节省了emc处理的繁杂程度。

以上所述，仅为本发明较佳的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明披露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应该以权利要求书的保护范围为准。