一种抗偏移恒功率感应式无线电能传输系统的制作方法

本发明涉及无线电能传输领域，尤其涉及一种抗偏移恒功率感应式无线电能传输系统。

背景技术：

感应式无线电能传输技术是一种利用磁场等软介质实现非接触电能传输的新型供电技术，其以供电灵活、安全、稳定性高及环境亲和力强等优点广泛运用于医疗、消费电子产品、水下供电、电动车充电和轨道交通等领域。其中，运用感应式无线电能传输技术对系统进行稳定功率无线充电，避免了传统插拔系统存在的接触火花和插头老化等弊端，发展前途巨大。

对于ipt系统，发射线圈与接收线圈之间发生一定的偏移几乎是不可避免的，偏移的发生将会导致耦合系数的变化，这将直接影响系统功率的稳定传输。因此，要求大多数ipt系统的功率传输能够容忍耦合机构一定范围的偏移，实现系统功率的稳定传输。

为解决该问题，通常有以下几种方法。一、控制方法，如在电路中加入逆变器或dc-dc变换器；这些控制方法通常需要广泛的输入调制指数、复杂的控制电路或通信链路。其缺陷是，增加了控制成本和控制复杂性。二、通过磁耦合机构、混合拓扑结构、拓扑参数的设计，如采用新型的双极极板、三级极板、非对称磁极板和使用第三极线圈的极板，来提供相对均匀的磁场和失调，但是这些极板总是在严格的约束条件下设计，且其中部分垫片只能承受一两个方向的偏差。

技术实现要素：

本发明的目的是为了解决现有技术中存在的缺点，而提出的一种抗偏移恒功率感应式无线电能传输系统。

为了实现上述目的，本发明采用了如下技术方案：一种抗偏移恒功率感应式无线电能传输系统，由发送部分和接收部分组成。高频逆变电路的输入端连接直流电源，高频逆变器的输出端串联初级补偿电容切换电路后接入初级线圈构成所述发送部分；接收部分包括依次连接的次级线圈、次级补偿电容、整流滤波电路和电阻负载；其特征在于，所述的高频逆变器和初级线圈之间还串接有初级补偿电容切换电路一，所述的初级补偿电容切换电路一的组成是：

三个无源元件的阻抗(z12、z13、z23，其中，若jz12>0，则z12为电容c12，且若jz12<0，则z12为电感l12，且若jz13>0，则z13为电容c13，且若jz13<0，则z13为电感l13，且若jz23>0，则z23为电容c23，且若jz23<0，则z23为电感l23，且)成三角形与切换开关一串联连接；且切换开关一的控制端与控制器一相连。

进一步地，所述的次级补偿电容的电容值由式(1)确定：

所述的原边阻抗的阻抗值由式(2)确定：

当jz12>0时，则z12为电容c12，且电容值由式(3)确定：

当jz12<0时，则z12为电容l12，且电容值由式(4)确定：

所述的原边阻抗(z13)的阻抗值由式(5)确定：

当jz13>0时，则z13为电容c13，且电容值由式(6)确定：

当jz13<0时，则z13为电容l13，且电容值由式(7)确定：

所述的原边阻抗(z23)的阻抗值由式(8)确定：

当jz23>0时，则z23为电容c23，且电容值由式(9)确定：

当jz23<0时，则z23为电容l23，且电容值由式(10)确定：

所述的直流电源e的值由式(11)确定：

其中ω为系统工作角频率，分别为初级线圈和次级线圈的电感值，r为负载电阻，fpta为设置的功率波动范围，kmina为设置的最小耦合系数，p0max为设置的最大传输功率。

本发明的技术方案的使用方法是：

系统开始工作时，切换开关一保持断开状态，当系统耦合机构发生偏移输出功率下降到预设值时，控制器一控制切换开关一闭合，使系统能够在一定偏移范围内稳定的传输功率。

本发明方案中系统输出功率稳定的理论分析如下：

考虑如图1所示ss补偿拓扑等效电路，由基尔霍夫电压定律得：

其中ω为系统工作频率，xm＝ωm。令耦合系数k(0<k<1)满足令cp满足其中α为原边补偿电容cp与原边线圈lp的失谐系数；令cs满足xls-xcs＝0，即

求解方程组(1)可以得到此时系统的输出电流为：

由式(3)可得此时系统的输出功率p0为：

其中re(*)表示返回变量的实部。系统输出功率p0为耦合系数k的函数，即p0(k)。同时，设耦合系数k的变化范围为kmin到kmax，而且kmax＝βkmin；定义系统的传输功率波动为ftp，即

其中，p0max和p0min是在预定耦合系数范围内的最大和最小输出功率(kmin≤k≤kmax)。且当耦合系数为kd(p0max＝p0(kd))时，输出功率达到最大值。设p0(k)的导数为零，即

将式(4)带入式(6)得输出功率最大时耦合系数kd为：

将式(7)带入式(4)，可得系统最大输出功率p0max为：

为了使在耦合系数范围内系统传输功率的波动最小，应满足以下方程：

p0min＝p0(kmin)＝p0(kmax)(9)

求解式(9)，可得失谐系数α为：

将式(8)、(9)、(10)带入式(5)得ftp为：

如图2所示为本方案系统电路图，当开关s1断开时，系统等效补偿拓扑a如图3所示。其中，阻抗z13与z23串联之后再和z12并联，此时，原边等效阻抗za为：

此时等效补偿拓扑a是一个等效失谐ss拓扑，假设等效补偿拓扑a的耦合系数变化范围为kmina≤k≤kmaxa(kmaxa＝βakmina)，传输功率波动为ftpa，则失谐系数和最大传输功率为：

同理，当开关s1闭合时，系统等效补偿拓扑b如图4所示，阻抗z12、z13及z23三角形连接，在△-y型变换之后，电路可等效为如图5所示，其中，z1、z2及z3分别为：

根据诺顿定理，图5可简化为如图6所示的等效拓扑电路，其中zb和为：

此时，如图6所示的等效拓扑电路也可以看作是一个等效失谐ss拓扑；假设等效补偿拓扑b的耦合系数变化范围为kminb≤k≤kmaxb(kmaxb＝βbkminb)，传输功率波动为ftpb，则失谐系数和最大传输功率为：

同时，由传输功率恒定特性可得：

将式(13)和(16)带入式(17)，可得

由式(12)、(15)及(18)可得：

等效电阻req与负载电阻r满足如下关系：

由式(13)和(20)可得βa、αa及为：

将图2中的电压源由直流电源e及高频逆变器代替，高频逆变器输入电压与输出电压vi之间的关系为：

则高频逆变器的输入电压为：

通过式(18)和(20)可以得到αb和为：

最后，通过求解式(19)可以得到z12、z13及z23为：

式(25)中，如果jzm>0(m＝12，23或13)，则zm为电容cm，且如果jzm<0，则zm为电感lm，且具体分析如下：

当jz12>0时，则z12为电容c12，且电容值由式(26)确定：

当jz12<0时，则z12为电容l12，且电容值由式(27)确定：

当jz13>0时，则z13为电容c13，且电容值由式(28)确定：

当jz13<0时，则z13为电容l13，且电容值由式(29)确定：

当jz23>0时，则z23为电容c23，且电容值由式(30)确定：

当jz23<0时，则z23为电容l23，且电容值由式(10)确定：

综上所述，在给定系统的工作频率f、功率波动范围ftpa、最小耦合系数kmina、最大传输功率p0maxa、负载电阻r、以及初级线圈lp和次级线圈ls的电感值一定的条件下，当耦合机构发生偏移传输功率降低到预设值时，控制器一k1控制切换开关一s1闭合，则系统能够输出稳定的功率。

本发明具有如下有益效果：

一、本发明提出的一种抗偏移恒功率感应式无线电能传输系统，在系统偏移引起耦合系数发生变化的同时能够通过切换开关改变初级补偿参数实现功率的稳定输出。系统工作在一个频率点下，工作稳定。

二、本发明只需在初级电路加入三个无源元件和一个切换开关组成原边补偿电容切换电路，其电路结构简单，成本低。工作时只需简单控制开关的切换，没有复杂的控制策略；其控制简单、方便，可靠。

附图说明

图1是ss补偿拓扑的等效电路图；

图2是本发明的电路结构示意图图；

图3是切换开关断开时系统等效电路图a；

图4是切换开关闭合时系统等效电路图b；

图5是等效电路图b在y-△变换之后的等效电路图；

图6是等效电路图b的诺顿等效电路图。

图例说明：

e为直流电源，h为高频逆变电路，cp为初级补偿网络，lp为初级线圈，ls为初级线圈，s1为切换开关一，k1为控制器一，z12、z13及z23为无源元件的阻抗，za为切换开关断开时z12、z13及z23的等效阻抗，z1、z2及z3为切换开关闭合时z12、z13及z23的t型等效阻抗，zb为切换开关闭合时t型等效阻抗z1、z2及z3的等效阻抗，d为整流滤波电路，r为电阻负载，vi为高频逆变电路的等效输出电压，vib为切换开关闭合时由诺顿定理得出的等效电压，req为从整流滤波电路输入端口看进去的负载等效电阻。

具体实施方式

图2所示，本发明的具体实施是，一种抗偏移恒功率感应式无线电能传输系统，由发送部分、接收部分，高频逆变电路h的输入端连接直流电源e，高频逆变器h的输出端串联初级补偿电容切换电路q1后接入初级线圈lp构成所述发送部分；接收部分包括依次连接的次级线圈ls、次级补偿电容cs、整流滤波电路d和电阻负载r；其特征在于，所述的高频逆变器h和初级线圈之间还串接有初级补偿电容切换电路q1，所述的初级补偿电容切换电路q1的组成是：

三个无源元件的阻抗(z12、z13、z23，其中，若jz12>0，则z12为电容c12，且若jz12<0，则z12为电感l12，且若jz13>0，则z13为电容c13，且若jz13<0，则z13为电感l13，且若jz23>0，则z23为电容c23，且若jz23<0，则z23为电感l23，且)形成星型与切换开关一(s1)串联连接；且切换开关一(s1)的控制端与控制器一(k1)相连；并且：

所述的次级补偿电容(cs)的电容值由式(1)确定：

所述的原边阻抗(z12)的阻抗值由式(2)确定：

当jz12>0时，则z12为电容c12，且电容值由式(3)确定：

当jz12<0时，则z12为电容l12，且电容值由式(4)确定：

所述的原边阻抗(z13)的阻抗值由式(5)确定：

当jz13>0时，则z13为电容c13，且电容值由式(6)确定：

当jz13<0时，则z13为电容l13，且电容值由式(7)确定：

所述的原边阻抗(z23)的阻抗值由式(8)确定：

当jz23>0时，则z23为电容c23，且电容值由式(9)确定：

当jz23<0时，则z23为电容l23，且电容值由式(10)确定：

所述的直流电源e的值由式(11)确定：

最后应说明的是：以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，对于本领域的技术人员来说，其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。