一种飞机多闭环供电调节系统及供电调节方法与流程

本发明涉及飞机供电系统技术领域，具体涉及一种飞机多闭环供电调节系统及供电调节方法。

背景技术：

近年来，国内外越来越多的飞机使用电力代替液压、气动和机械动力，也让大量的电源转换器和电气驱动器在各类飞机上得到了广泛应用。国内外研究表明，多电、全电飞机仍是飞机未来发展的主要趋向，飞机上更多的负荷和设备都迫切需要电力来实现拖动，并保证供电的冗余性、安全性和可靠性。在多电、全电飞机发展的新形势下迫切需要供电系统的革新和发展。

但现有的飞机供电系统仍不完善，有必要研究一种高可靠性、高冗余性的供电系统模型，保证线性负载和非线性负载接入系统后的电压质量和功率均分特性，尽可能减少飞机重量，整体提升飞机供电性能。

技术实现要素：

本发明针对现有技术，提供了一种飞机多闭环供电调节系统，采用多个并联的逆变单元系统代替传统的单个逆变单元，增加逆变器的容量，同时取消恒速传动装置，减小飞机总重量，增加系统的冗余性。

本发明还提供了一种飞机多闭环供电调节方法，其技术方案为：在接入非线性负载系统时，采用谐波电压环补偿，降低电压谐波分量值，为供电设备提供高可靠性电压，保证功率均分。

本发明通过下述技术方案实现：所述飞机多闭环供电调节系统，包括多个并联的逆变单元系统，分别与高压直流供电系统和飞机负载控制系统连接；

所述高压直流供电系统包括发电机、控制环系统、pwm调制模块和整流器，所述发电机输出端连接pi控制器，控制环系统连接pwm调制模块，pwm调制模块连接整流器，通过整流器得到稳定的高压直流电；

逆变单元系统，包括三相全桥逆变器、双闭环控制器、lcl滤波器和spwm调制模块，所述三相全桥逆变器、spwm调制模块、双闭环控制器依次连接，实现spwm调制；每个逆变单元系统通过总线连接至交流母线；所述逆变单元系统通过高压直流供电系统供电；所述lcl滤波器设置在逆变单元系统与交流母线连接的线路上，所述lcl滤波器与双闭环控制器连接。

进一步地，所述控制环系统包括第一坐标变换模块组和pi控制环，所述第一坐标变换模块组包括第一clark变换模块、第一park变换模块、第一park反变换模块、第一clark反变换模块；所述发电机的输出信号依次通过第一clark变换模块、第一park变换模块、第一park反变换模块、第一clark反变换模块后输入电流控制环；所述pi控制器连接整流器。

进一步地，所述双闭环控制器包括电压外环控制器和电流内环控制器；电压外环控制器连接有与lcl滤波器连接的第二坐标变换模块；电流内环控制器连接有与lcl滤波器连接的第三坐标变换模块；电压外环控制器还分别连接参考电压生成器和多谐振控制器；所述多谐振控制器包括多个并联的谐振模块。

本发明还提供一种飞机多闭环供电调节方法，其技术方案为：

建立由发电机和整流器组成的高压直流供电系统，其中发电机产生的变频的交流电通过整流器得到270v高压直流电；

建立由多个并联的逆变单元系统组成的供电调节系统，通过一对一连接的双闭环控制器将输入线性负载系统和/或非线性负载系统的电压调节到115v；

当接入线性负载系统，通过双闭环控制器中的电压外环控制器实现负载电压调节；通过双闭环控制器中的电流内环控制器实现其连接的逆变单元系统的电流调节；通过二阶功率均分算法，保证线性负载系统接入后功率的有效均分；

当接入非线性负载系统，通过谐波电压环补偿，实现对各次频率的谐波抑制。

进一步地，发电机产生的交流电通过pi控制器调整输出，所述pi控制器包括电流环控制器和电压环控制器。

进一步地，通过对发电机的三相坐标系进行clarke变换、park变换，再通过反park变换、反park变换clarke变换，控制d轴的磁通和q轴的有功功率使发电机工作在发电模式；

clarke变换和park变换的坐标变换公式为：

其中，[xabc]和[xdq]分别表示三相静止abc坐标系与两相旋转dq坐标系下的变量，θ为发电机功角；

反park变换、反park变换clarke变换的坐标变换公式为：

对高压直流供电系统采用矢量控制，得到dq坐标系下的电压方程为：

其中，s表示复频域，rge和lge为发电机定子电阻和电感；ωe(rad/s)为电机旋转速度；φm为永磁铁的磁链；idq是d轴和q轴的定子电流；

q轴的电流环控制器调整发动机的输出直流电流；

发电机矢量控制的电流环控制环节gdc_i可表示为：

直流侧电压vdc通过电压环控制器控制，生成整流器输入电流环控制器的参考值iqref；电压环控制器的比例和积分系数分别选取为0.03和0.6。

进一步地，通过双闭环控制器中的电压外环控制器实现负载电压调节，其具体包括：

各逆变单元实时检测到的有功和无功功率通入功率控制器后合成电压参考值v*abc；电压参考值v^*abc、三相输出电压vc,abc与三相全桥逆变器的侧电流il,abc通过park变换分别转换为dq坐标轴下的电压参考值v^*dq、输出电压vc,dq和逆变器侧电流il,dq；将v^*dq与输出电压vc,dq相比较之后，通过电压外环控制器得到电流内环控制器所需的参考值，并通过该参考值与逆变器侧电流il,dq作差，采用电流内环控制器德奥个分布式电源的调制信号，再通过spwm调制；

其中，电压外环控制器中，设计的带解耦的电压外环控制器对应的状态方程是：

其中，φdq为电压环辅助变量，v^*cd和v^*cq为电压环参考值dq轴分量；

则：式(3)所示的代数方程可描述为：

其中φdq为电压外环控制器的辅助变量，v^*cd和v^*cq为电压外环控制器参考值dq轴分量。式(3)对应的代数方程可描述为：

电压外环控制的输入信号分为两个部分，包括参考输入矩阵bv1和反馈输入矩阵bv2，电压外环控制器的线性化小信号状态空间形式可表示为：

其中，δ为小信号扰动；

在式(8)中，矩阵bv1和bv2为：

式(6)和(7)可以改写为：

其中，矩阵cv，dv1，dv2分别表示为：

进一步地，通过电流内环控制器实现其连接的逆变单元系统的电流调节，其具体包括：由电压外环控制器产生逆变器侧电流的参考值滤波电流参考值与测量的实际逆变器侧电流(ildq)的差值通过电流内环控制器得到用于spwm调制的电压值；

其中，电流内环控制器的状态方程为：

其中γdq为电流环辅助变量；

式(12)对应的代数方程为：

其中，kpc和kic分别为电流的比例和积分系数，udac和uqac为spwm调制电压的dq轴分量；

式(10)可转化为以下形式：

进一步地，通过二阶功率均分算法，保证线性负载系统接入后功率的有效均分，其具体包括：

通过将由测量的输出电压和输出电流计算得到的瞬时有功和无功分量p和q，再通过低通滤波器，可得到基波有功和无功功率p和q的近似值。此时，瞬时有功分量p和无功分量q通过dq轴电压电流计算：

p＝vcdiod+vcqioq(17)

q＝vcdioq+vcqiod(18)

则有功功率p和无功功率q的近似值可表示为：

其中ωc为低通滤波器截止频率；

输出电压可以由式(20)得到：

其中ei和e^*分别为输出电压幅值及电压幅值参考值，ωh为二阶功率均分算法的高通截止频率，ne为有功功率调整系数。

同样地方式，角频率可以推导出如式(21)所示的方程：

其中ωi和ω^*分别为输出电压频率及电压频率参考值，mω为无功功率调整系数。

由式(20)和(21)进一步生成电压外环控制器的参考电压值，形成完整的闭环系统，即：

进一步地，当接入非线性负载系统，通过并联多个调谐到所需补偿谐波频率的谐振模块来得到多谐振控制器，进而实现对各次频率的谐波抑制，其具体包括：

多谐振控制器的谐波电压补偿gh(s)为：

其中，h为所需补偿的谐波次数，ω0为基波角频率，kih表示各次谐波的谐振增益；

将接入线性负载系统时的双闭环控制器输入信号——有功和无功功率，调整为基波正序有功和基波正序无功功率，利用检测到的电压电流分量，提取谐波功率如下：

其中，τ为低通滤波器时间常数，和是输出电流的基波正序和负序分量；其中p⁺为基波正序有功功率，q⁺为基波正序无功功率，τ为低通滤波器时间常数，vα，vβ为负载电压在αβ轴上的分量；

则，基于基波正序分量的功率控制为：

本发明与现有技术相比，具有以下优点及有益效果：

(1)本发明所提供的一种飞机多闭环供电调节系统，通过发电机、整流器和多个并联的逆变器单元系统组成的新型直流和交流供电系统结构，取消了恒速传动装置，也无需使用单台大容量逆变器设备，降低了飞机总重量，提升飞机整体性能。

(2)本发明所提供的一种飞机多闭环供电调节系统，无需再通过发电机的励磁调节，通过多闭环控制技术即可将负载电压调节到115v，同时解决负载功率均分的问题。

(3)本发明所提供的一种飞机多闭环供电调节方法，提供了接入线性负载系统和非线性负载系统的调节方法；当非线性负载系统接入后，采用谐波电压环补偿，降低电压谐波分量值，为供电设备提供高可靠性电压，保证功率均分，整体提高飞机供电系统的冗余性、稳定性和可靠性。

附图说明

图1为飞机多闭环供电调节系统设计电路简图；

图2为飞机多闭环供电调节系统设计完整电路图；

图3为静止abc坐标系与静止αβ坐标系及dq坐标系关系示意图；

图4为接入线性负载系统后直流发电系统输出直流电波形图；

图5为接入线性负载后飞机多闭环供电调节系统中各逆变单元系统输出三相电压幅值波形图；

图6为接入线性负载后飞机多闭环供电调节系统中各逆变单元系统输出三相电压频率波形图；

图7为接入线性负载后飞机多闭环供电调节系统中各逆变单元系统输出三相电压、电流波形图；

图8为接入线性负载后飞机多闭环供电调节系统中各逆变单元系统输出三相电压、电流波形图；

图9为接入线性负载后飞机多闭环供电调节系统中各逆变单元系统输出三相电压、电流波形图；

图10为接入线性负载后飞机多闭环供电调节系统中各逆变单元系统的4个周期的输出电压、电流波形图；

图11为接入线性负载后飞机多闭环供电调节系统中各逆变单元系统输出有功功率波形图；

图12为接入线性负载后飞机多闭环供电调节系统中各逆变单元系统输出无功功率波形图；

图13为接入非线性负载后直流发电系统输出直流电波形图；

图14为接入非线性负载后飞机多闭环供电调节系统中各逆变单元系统输出三相电压、电流波形图；

图15为接入非线性负载后飞机多闭环供电调节系统中各逆变单元系统输出电压、电流波形图；

图16为接入非线性负载后飞机多闭环供电调节系统中各逆变单元系统输出有功功率波形；

图17为接入非线性负载后飞机多闭环供电调节系统中各逆变单元系统输出无功功率波形；

其中：1—进水腔道，11—冲洗侧孔，12—进水支管，13—丝线孔，2—出水腔道，21—引流侧孔，22—出水支管，3—金属导丝，4—牵引丝线，41—硬质段，42—柔质段，5—丝线出口管，51—接头，6—留置夹。

具体实施方式

下面结合实施例对本发明作进一步地详细说明，但本发明的实施方式不限于此。

在本发明中，所述发动机为永磁同步发动机(以下缩写为pmsg)，其ωm为机械角速度，电角速度ωe转速在15000～25000r/min，发电机磁通和电感量分别由和lge表示，主发电机额定电功率为64kva，极对数为4，额定输出线电压为110v；励磁机为2.4kva，极对数为6，额定输出线电压为270v；整流器pwm调制所需三角波频率为5khz。

整流器开关频率为10khz，滤波电容cdc为0.4mf。

如图1、图2所示，飞机多闭环供电调节系统，包括多个并联的逆变单元系统，分别与高压直流供电系统和飞机负载控制系统连接；

所述高压直流供电系统包括发电机、控制环系统、pwm调制模块和整流器，所述发电机输出端连接pi控制器，控制环系统连接pwm调制模块，pwm调制模块连接整流器，通过整流器得到稳定的高压直流电；

逆变单元系统，包括三相全桥逆变器、双闭环控制器、lcl滤波器和spwm调制模块，所述三相全桥逆变器、spwm调制模块、双闭环控制器依次连接，实现spwm调制；每个逆变单元系统通过总线连接至交流母线；所述逆变单元系统通过高压直流供电系统供电；所述lcl滤波器设置在逆变单元系统与交流母线连接的线路上，所述lcl滤波器与双闭环控制器连接。

所述控制环系统包括第一坐标变换模块组和pi控制环，所述第一坐标变换模块组包括第一clark变换模块、第一park变换模块、第一park反变换模块、第一clark反变换模块；所述发电机的输出信号依次通过第一clark变换模块、第一park变换模块、第一park反变换模块、第一clark反变换模块后输入电流控制环；所述pi控制器连接整流器。

所述双闭环控制器包括电压外环控制器和电流内环控制器；电压外环控制器连接有与lcl滤波器连接的第二坐标变换模块；电流内环控制器连接有与lcl滤波器连接的第三坐标变换模块；电压外环控制器还分别连接参考电压生成器和多谐振控制器；所述多谐振控制器包括多个并联的谐振模块。

其飞机多闭环供电调节方法，具体包括：

建立由发电机和整流器组成的高压直流供电系统，其中发电机产生的变频的交流电通过整流器得到270v高压直流电；

建立由多个并联的逆变单元系统组成的供电调节系统，通过一对一连接的双闭环控制器将输入线性负载系统和/或非线性负载系统的电压调节到115v；

当接入线性负载系统，通过双闭环控制器中的电压外环控制器实现负载电压调节；通过双闭环控制器中的电流内环控制器实现其连接的逆变单元系统的电流调节；通过二阶功率均衡均分算法，保证线性负载系统接入后功率的有效均分；

当接入非线性负载系统，通过谐波电压环补偿，实现对各次频率的谐波抑制。

发电机产生的交流电通过pi控制器调整输出，所述pi控制器包括电流环控制器和电压环控制器。

其包括以下步骤：

s1)采用如图3所示的坐标变化，将发电机的三相abc坐标系变量变换为dq轴上两相直流量。

其具体为：将任意变量x的dq轴分量表示为xd，xq，对应的二维列向量[xd，xq]^t简写为xdq。为了得到dq坐标系下的变量，首先利用等功率的clarke变换将静止abc坐标系中变量xabc变换到静止αβ坐标系中，再利用park变换将静止αβ坐标系中的变量变换到旋转dq坐标系下得到变量xdq，完整的坐标变换公式为：

其中，[xabc]和[xdq]分别表示三相静止abc坐标系与两相旋转dq坐标系下的变量，θ为发电机功角。

相应的，从dq坐标系下的变量变回abc坐标系下，只需采用park和clarke反变换即可，具体变换公式为：

运用坐标变换，通过控制d轴的磁通和q轴的有功功率使pmsg工作在发电模式。q轴的pi控制器调整输出直流电流，在基速(恒转矩区域)以下，d轴电流分量为零，保证了最大转矩电流比。在高速运行区域，pmsg的反电动势与速度成正比。

对pmsg-整流器采用矢量控制，可以得到dq坐标系下的电压方程为

其中s表示复频域，rge和lge为发电机定子电阻和电感；ωe(rad/s)为电机旋转速度；φm为永磁铁的磁链；idq是d轴和q轴的定子电流。发电机矢量控制电流内环控制环节gdc_i可表示为：

此时内电流环被简化为中心频率ωc的一阶系统。而直流侧电压vdc通过pi控制后，生成整流器入端交流电流q轴控制环的参考值iqref，电压环pi控制器的比例和积分系数分别选取为0.03和0.6。

s2)当得到270v稳定的高压直流电后，通过电压外环控制器实现线性负载系统的电压精确调节：

图2中，vdc是直流母线电压，l、cf、lo分别为lcl型滤波器的电感、电容和输出滤波电感。ilabc、vcabc和ioabc分别为逆变器侧电流、电容电压与输出电流，及其相应的dq轴分量分别为ild，ilq；vcd，vcq；iod，ioq。频率ωi对时间积分可得到各分布式电源的相角，并进一步将相角与移位π/2后的相角及电压幅值ei可合成电压外环的参考电压v^*abc。

图2包括多个并联的三相全桥逆变器及其双闭环控制器，每个逆变单元通过总线连接至交流母线。其中，各逆变器单元及其双闭环控制器包含了本地控制器及对应的lcl滤波器。逆变器h桥的igbt开关频率为10khz，逆变器直流侧电压为发电机通过整流器产生的高压直流电，各逆变器侧电感l和lo均为1.8mh，滤波器电容cf为25μf。

各逆变单元实时检测到的有功和无功功率通入二阶功率控制器后合成电压参考值v^*abc。电压参考值v^*abc、三相输出电压vc,abc与三相全桥逆变器侧电流il,abc的数据通过park变换转换为dq坐标轴下分别为电压参考值v^*dq、输出电压vc,dq和逆变器侧电流il,dq。将v^*dq与输出电压vc,dq相比较之后，通过电压外环控制器可得到电流内环参考值，进一步与逆变器侧电流il,dq作差，并通过电流内环控制器可得到各分布式电源的调制信号，最后通过spwm使得多个并联的逆变单元系统能稳定运行。

电压外环控制器中，考虑dq轴上变量出现的耦合，设计的带解耦的电压外环控制器对应的状态方程是：

其中φdq为电压外环控制器的辅助变量，v^*cd和v^*cq为电压外环控制器参考值dq轴分量。式(3)对应的代数方程可描述为：

其中，kpv和kiv分别为电压外环控制器的比例和积分系数，i^*ld和i^*lq为电流环参考值dq轴分量，ω^*为额定运行频率。

式(8)表示电压控制器的线性化小信号状态空间形式。此时，电压外环控制器中的输入分为两个部分：参考输入矩阵bv1和反馈输入矩阵bv2。

其中，δ为小信号扰动。

在式(8)中，矩阵bv1和bv2为：

式(6)和(7)可以改写为：

其中，矩阵cv，dv1，dv2分别表示为：

s3)当得到270v稳定的高压直流电后，通过电流内环控制器实现并联的逆变器单元系统的电流调节，提高系统动态性能：

电流内环控制器中，由电压外环控制器产生逆变器侧电流的参考值滤波电流参考值与测量的实际逆变器侧电流(ildq)的差值通过pi控制器得到用于spwm调制的电压值。因此，电流控制器对应的状态方程为：

其中γdq为电流环辅助变量，对应的代数方程为：

其中，kpc和kic分别为电流的比例和积分系数，udac和uqac为spwm调制电压的dq轴分量。式(10)可写成式(15)的形式：

其中，矩阵cc，dc1，dc2分别表示为：

s4)当得到270v稳定的高压直流电后，配合电压电流双闭环控制，通过二阶功率均分算法，保证线性负载系统接入后功率的有效均分。

通过将由测量的输出电压和输出电流计算得到的瞬时有功和无功分量p和q，再通过低通滤波器后，可近似得到基波有功和无功功率p和q。此时，瞬时有功和无功分量p和q通过dq轴电压电流计算：

p＝vcdiod+vcqioq(17)

q＝vcdioq+vcqiod(18)

则输出的有功和无功功率可表示为：

其中ωc为低通滤波器截止频率。

上述输出电压可以由式(20)得到：

其中ei和e^*分别为输出电压幅值及电压幅值参考值，ωh为二阶功率均分算法的高通截止频率，ne为有功功率调整系数。

同样地方式，角频率可以推导出如式(21)所示的方程：

其中ωi和ω^*分别为输出电压频率及电压频率参考值，mω为无功功率调整系数。

由式(20)和(21)进一步生成电压外环控制器的参考电压值，形成完整的闭环系统，即：

s5)当非线性负载系统接入后，引入的谐波电流会造成负载端电压畸变，采用谐波电压环补偿，并优化电压外环控制器和电流内环控制器组成的二阶双闭环控制器：

通过并联多个调谐到所需补偿谐波频率的谐振模块来得到多谐振控制器，进而实现对各次频率的谐波抑制：

多谐振控制器的谐波电压补偿gh(s)为：

其中，h为所需补偿的谐波次数，ω0为基波角频率，kih表示各次谐波的谐振增益。

此时，将线性负载条件下的双闭环控制器输入信号——有功和无功功率，调整为基波正序有功和基波正序无功功率，即：将输入变量改为电压可获得电压的各次谐波值。利用检测到的电压电流分量，提取主要次数的谐波功率如下：

其中，τ为低通滤波器时间常数，和是输出电流的基波正序和负序分量；其中p⁺为基波正序有功功率，q⁺为基波正序无功功率，τ为低通滤波器时间常数，vα，vβ为负载电压在αβ轴上的分量。此时基于基波正序分量的功率控制环为：

图4～图12为上述实施例中考虑线性负载系统接入飞机多闭环供电调节系统下的仿真波形图，其中e^*为电压幅值参考值115v，高通滤波器截止频率ωh为4π，低通滤波器截止频率为10π，无功调整系数ne为0.001，有功调整系数mω为0.001，电压频率参考值ω^*为400hz。

其中，图4为270v高压直流电输出波形，调整时间约2s。在系统启动直至稳定后，直流侧电压基本维持在270v，通过配电系统后可供飞机需求高压的设备直接使用。从图5可以看出，上述技术方案提供的调节系统可为线性负载系统提供稳定的115v交流电压，在5s负载突然加重情况下，电压都具有良好的动态性能，满足负载需求。图6为上述技术方案中各逆变单元系统输出三相电压频率波形图，在双闭环控制器下可以稳定在400hz。图7～图9为上述技术方案中各逆变器单元系统输出三相电压、电流波形图，可以看出个逆变单元系统中电流突变时，输出电压依然能稳定维持在115v。图10为上述技术方案中单个逆变单元系统的4个周期的输出电压、电流波形图。在输出电流稳定在0.8a时，电压稳定在115v。此时电压电流同相位表明各逆变单元系统的环流得到了抑制。图11和图12为各线性负载系统的有功和无功功率仿真测试图。从图中可以看到有功和无功功率得到了精确均分，分别约为550w和130var。

图13～图17为实施例中考虑非线性负载系统接入上述技术方案中的飞机多闭环供电调节系统下的仿真波形图。图13为270v高压直流电输出波形，调整时间约1.5s。由于接入的负载为非线性负载，因此图13波形相比图4震荡更加明显，但输出的直流电压仍能维持在270v，可供高压直流负载使用。图14为接入非线性负载系统后上述技术方案中单个逆变器输出三相电压、电流波形图。可以看出，即使接入非线性负载后引入了电流谐波，但电压在仍能维持在115v。图14为接入非线性负载系统后上述技术方案中单个逆变器输出电压、电流波形图，虽然非线性负载接入系统带来了大量的谐波电流(峰值为1a)，但在多谐振控制器和双闭环控制器的作用下，仍能维持电压近乎为正弦，为负载提供稳定的115v交流电压。图15和图16为各非线性负载的基波正序有功和无功功率仿真测试图。从图中可以看到基波正序有功和无功功率可以得到精确均分。

本发明提出的用于飞机线性和非线性负载的飞机多闭环供电调节系统及其供电调节方法，无需恒速传动转置，也无需发电机电压调节器调整交流负载电压，减轻了飞机重量及发电机控制器负担，从而提升了飞机整体性能；可实现对线性负载和非线性负载功率精确均分，维持电压幅值在115v，频率稳定在400hz；即使部分逆变器故障，负载突变情况下仍能保证供电电压质量及功率的有效均分，保证了系统的冗余性和可靠性。

以上所述，仅是本发明的较佳实施例，并非对本发明做任何形式上的限制，凡是依据本发明的技术实质对以上实施例所作的任何简单修改、等同变化，均落入本发明的保护范围之内。