马达控制系统和助力转向装置的制作方法

本发明涉及马达控制系统和助力转向装置。

背景技术：

以往，公知有以下技术：将对马达的扭矩进行控制的控制值加上用于抑制扭矩波动产生等的补偿值。

例如在专利文献1中，提出了以下技术：准备感应电压波动表，根据马达的旋转角度，在由dq轴电压指令生成部生成的dq轴电压指令加上用于抵消从感应电压波动表中读出的扭矩波动分量的dq轴上的量以降低马达的扭矩波动。

专利文献1：日本特开2008-219966号公报

但是，在生成针对扭矩波动那样的振动分量的补偿值时，需要振幅和相位这两个信息，因此针对较大的马达驱动范围而生成补偿值的表需要cpu具有大存储器容量。因此有可能导致cpu高成本化。或者，在由存储器容量有限的cpu生成补偿值的情况下，马达动作的补偿范围有可能变窄。

技术实现要素：

因此，本发明的目的在于，抑制用于生成补偿值的存储器容量。

本发明的一个方式的马达控制系统是对3以上的相数n的马达进行驱动的马达控制系统，其中，所述马达控制系统具有：逆变器，其使所述马达进行驱动；控制运算部，其按照电流指令值对所述逆变器进行控制；以及扭矩波动补偿部，其将对所述马达中的扭矩波动进行补偿的补偿值与所述电流指令值相加，所述控制运算部使用表示所述马达的旋转坐标系中的q轴电流的q轴电流指令值作为所述电流指令值，并且至少暂时性地也使用表示该旋转坐标系中的d轴电流的d轴电流指令值作为所述电流指令值，所述扭矩波动补偿部按照以所述q轴电流指令值和所述d轴电流指令值作为变量的数学式来计算针对所述q轴电流指令值的所述补偿值的相位差。

另外，本发明的一个方式的助力转向装置具有：上述马达控制系统；马达，其由上述马达控制系统进行驱动；以及助力转向机构，其由上述马达进行驱动。

根据本发明，抑制了用于生成补偿值的存储器容量。

附图说明

图1是第一实施方式的马达控制系统的概略图。

图2是第一实施方式的扭矩波动补偿运算部和q轴指令值生成部的概略图。

图3是第一实施方式的d轴指令值生成部的概略图。

图4是第一实施方式的死区时间补偿运算部的概略图。

图5是针对目标q轴电流iq_target的增益特性图。

图6是表现了与目标q轴电流iq_target的相位差的相位曲线图。

图7是示出第一实施方式的扭矩波动的模拟结果的图。

图8是第二实施方式的马达控制系统的概略图。

图9是第二实施方式的扭矩波动补偿运算部和q轴指令值生成部的概略图。

图10是本实施方式的第一马达的俯视图。

图11是本实施方式的第二马达的俯视图。

图12是本实施方式的电动助力转向装置的概略图。

图13是具有牵引马达的马达单元的概念图。

图14是马达单元的侧视示意图。

标号说明

1：马达；2：定子；3：转子；5：马达控制系统；31：轴；31、32：磁铁；40：转子铁芯；51：马达旋转角度传感器；52：逆变器；53：控制运算部；531：扭矩波动补偿运算部；532：电流限制运算部；533：电压控制运算部；534：感应电压补偿运算部；535：2轴/3相转换部；536：死区时间补偿运算部；537：pwm控制运算部；9：电动助力转向装置；100：马达单元。

具体实施方式

以下，参照附图对本发明的马达控制系统以及具有该马达控制系统的助力转向装置的实施方式进行详细说明。但是，为了避免以下的说明不必要地冗长，使本领域技术人员容易理解，有时省略必要以上的详细说明。例如，有时省略已周知的事项的详细说明或对实质上相同的结构的重复说明。

＜第一实施方式＞

对扭矩波动补偿运算部的输出为“电流值”的第一实施方式的马达控制系统进行说明。第一实施方式的马达控制系统例如是对3相无刷马达进行控制的控制装置。以下，为了方便，对d轴电流id和q轴电流iq彼此为正的情况、即旋转为一个方向的情况进行说明。在本实施方式的马达控制系统中，主要能够降低扭矩波动。

图1是第一实施方式的马达控制系统的概略图。

如图1所示，马达控制系统5具有马达旋转角度传感器51、逆变器52以及控制运算部53。控制运算部53作为所谓的电流控制器而发挥功能，控制运算部53具有扭矩波动补偿运算部531、q轴指令值生成部530q、d轴指令值生成部530d、2轴/3相转换部535、死区时间补偿运算部536以及pwm控制运算部537。

图2是扭矩波动补偿运算部531和q轴指令值生成部530q的概略图，图3是d轴指令值生成部530d的概略图，图4是死区时间补偿运算部536的概略图。以下，一并对图1～图4进行说明。

马达控制系统5经由逆变器52对马达1进行控制。马达1具有转子3、定子2以及马达旋转角度传感器51。马达旋转角度传感器51检测马达1的转子3的旋转角度。检测到的转子的旋转角度是用任意的角度单位来表示的，从机械角适当地被转换为马达电角度θ、或者从马达电角度θ适当地被转换为机械角。机械角与马达电角度θ的关系是用马达电角度θ＝机械角×(磁极数÷2)这样的关系式表示的。

本实施方式的马达控制系统5进行反馈在逆变器52中流动的电流值的控制。在逆变器52中流动uvw各相的电流，该uvw各相的电流流向马达1而产生q轴电流和d轴电流。作为马达控制系统5中的控制的目标值，使用这样的q轴电流和d轴电流的目标值，因此在电流值的反馈时，使用根据在逆变器52中流动的uvw各相的电流而计算出的实际q轴电流值iqr和实际d轴电流值idr。另外，本马达控制系统5进行弱磁控制，由此即使在感应电压增大时也能够抑制马达1的扭矩变动。

在马达控制系统5中，从外部向控制运算部53输入目标q轴电流iq_target和目标d轴电流id_target。通过目标q轴电流iq_target和目标d轴电流id_target的增减而从外部指示马达输出的增减。

控制运算部53按照电流指令值对逆变器52进行控制。另外，控制运算部53使用表示马达1的旋转坐标系中的q轴电流的q轴电流指令值作为电流指令值，并且至少暂时性地(例如在弱磁控制等中)也使用表示该旋转坐标系中的d轴电流的d轴电流指令值作为电流指令值。

本马达控制系统5的控制运算部53对输入的目标q轴电流iq_target进行电流限制。电流限制由q轴指令值生成部530q的电流限制运算部532进行处理。电流限制运算部532接受目标q轴电流iq_target的输入，执行与电池电压对应的自适应控制，由此将目标q轴电流iq_target(输出值)限制为规定的电流值以下。

在目标q轴电流iq_target没有被限制而超过了上述规定的电流值的情况下，后述的处理的结果为，马达施加电压有可能饱和。在这样马达施加电压饱和的情况下，不再有将抑制马达扭矩变动的补偿电流与目标q轴电流iq_target相加的余地。其结果为，产生以下问题：扭矩波动激增、产生工作声。为了避免该问题，通过由电流限制运算部532限制目标q轴电流iq_target而给补偿电流留出余地的方法是有效的。马达施加电压的饱和依赖于马达电流和马达旋转角速度双方而产生。因此，本实施方式的电流限制运算部532使用以马达旋转角速度作为参数的函数来限制马达电流(目标q轴电流iq_target)。通过这样的电流限制，确保了平时(电压未饱和时)对扭矩波动进行补偿的余地。因此，实现了安静并且平滑的马达的旋转。

更详细地说，电流限制运算部532的自适应控制使用以马达旋转角速度作为参数的函数来进行范围缩小。该函数是对于输入的目标q轴电流iq_target而言连续的函数。即，电流限制运算部532不是进行例如电流的峰值截止等这样的不连续的限制，而是进行连续的范围缩小，输入电流值越大，越大幅度地限制电流。另外，在电流限制运算部532中范围缩小所使用的函数可以是表示线性缩小的函数，也可以是表示非线性(并且连续)的缩小的函数。

范围缩小的缩小幅度为以满足下述的不等式(1)的方式缩小电流值i的缩小幅度。

vsat＞(ls+r)i+keω···(1)

其中，vsat是饱和电压，ls是马达的电感，r是马达的电阻，keω表示伴随马达的旋转的感应电压。

另外，在电流限制运算部532的自适应控制中，在利用电池电源进行驱动时，基于范围缩小的电流的限制值为与电池电压vbat对应的限制值。在交流发电机的供给量不足的情况下使用电池电源。由于在电池电源中存在内阻，因此伴随着电池电源的劣化等，内阻发生变化，有效的输出电压变化。因此，进行与电池电压vbat对应的自适应控制。

马达控制系统5利用目标q轴电流iq_target、目标d轴电流id_target以及转子的角速度ω进行扭矩波动补偿控制。扭矩波动补偿控制由扭矩波动补偿运算部531进行处理。

通常，扭矩波动会受到电流中的波动的影响。因此，通过预先进行在目标q轴电流iq_target上叠加用于抑制扭矩波动的电流指令值(补偿电流)等校正，能够抑制在马达1中产生的扭矩波动(即，进行扭矩波动补偿)。

扭矩波动补偿运算部531接受校正前的目标q轴电流iq_target、目标d轴电流id_target、以及由马达旋转角度传感器51检测到的转子3的旋转角度θ的输入而进行运算处理。在该运算处理中，作为内部参数的角速度ω是通过旋转角度θ的微分、按照ω＝dθ/dt的关系式而计算的。另外，t是表示时间的变量。

更详细地说，扭矩波动补偿运算部531具有相位差计算部5311和补偿值计算部5312。

在本实施方式中，用于补偿扭矩波动的电流(补偿值)是正弦波，并且按照使用了在扭矩波动的振动分量中占主导地位的六阶谐波分量的近似、以增益α和相位β作为参数而表示为αsin6(θ+β)。

在相位差计算部5311中计算相位β，在补偿值计算部5312中计算增益α。另外，在补偿值计算部5312中，根据增益α和相位β而计算补偿值αsin6(θ+β)。

补偿值计算部5312通过以角速度ω和目标q轴电流iq_target作为参数的运算来计算增益α。作为增益计算部5312的运算，例如可以是基于查找表的运算，或者也可以是基于数学式的运算。

另一方面，相位差计算部5311按照以作为q轴电流指令值的目标q轴电流iq_target和作为d轴电流指令值的目标d轴电流id_target为变量的数学式来计算相位β。因此，至少在相位β的计算中省略了查找表，因此抑制了计算补偿值所需的存储器容量。由此，避免了cpu的高成本化，马达动作的补偿范围扩大。

q轴指令值生成部530q将扭矩波动补偿运算部531的运算结果与从电流限制运算部532输出的目标q轴电流iq_target叠加来计算作为新的电流指令值的校正后的目标q轴电流iq_correct。此时，校正后的目标q轴电流值iq_correct根据校正前的目标q轴电流iq_target、马达电角度θ而表示为以下的式子(2)。

iq_correct＝iq_target+αsin6(θ+β)···(2)

这里，对增益α和相位β与角速度ω之间的对应关系进行说明。

图5是针对目标q轴电流iq_target的增益特性图。图6是表现了与目标q轴电流iq_target的相位差的相位曲线图。

图5的增益特性图和图6的相位曲线图分别示出一阶滞后特性。但是，也可以根据考虑了二次响应及以后的滞后的特性来求取增益α和相位β。

图6的相位曲线图是将初始值归一化为目标q轴电流iq_target的相位的图。在图5中，横轴表示角速度ω，纵轴表示增益α(ω)值。在图6中，横轴表示角速度ω，纵轴表示相位β(ω)。

关于相位β，与角速度ω之间的对应关系是图6中曲线所示的关系，与目标q轴电流iq_target和目标d轴电流id_target的对应关系为以下的式子(3)所示的简单的对应关系。

β＝θ0+tan-1(id/iq)···(3)

其中，θ0：相位差的初始值，id：d轴电流指令值，iq：q轴电流指令值。

在上述的扭矩波动补偿运算部531的相位差计算部5311中，通过使用这样的式子(3)，容易地计算出相位β。另外，使用了上述数学式(3)的相位β的计算优选用于马达1达到了马达1的感应电压超过q轴方向的施加电压的转速的情况。当达到了这样的转速而感应电压增大时，伴随着弱磁控制，d轴电流指令值也增大，容易产生扭矩波动，但通过应用上述数学式(3)，相位β被计算为与d轴电流指令值的增大对应的适当的值，扭矩波动被抑制。

本实施方式的马达控制系统5将像上述那样计算出并从扭矩波动补偿运算部531输出的补偿值与由电流限制运算部532处理后的q轴电流指令值相加。另外，补偿值αsin6(θ+β)是用于消除q轴电流中的因扭矩波动而引起的分量的值。即，补偿值αsin6(θ+β)相当于相对于角速度分量和指令值的六阶谐波分量(扭矩波动的阶数分量)的逆相位分量。

另外，在上述说明中，将补偿值αsin6(θ+β)与电流限制后的目标q轴电流iq_target相加，但也可以将补偿值αsin6(θ+β)与电流限制前的目标q轴电流iq_target相加，然后进行电流限制，或者也可以将补偿值αsin6(θ+β)和目标q轴电流iq_target与实际q轴电流值iqr之间的电流偏差iq_err相加。

另外，也可以是，将补偿值αsin6(θ+β)的一部分与d轴电流指令值相加。在该情况下，对相位β赋予了其他初始值作为上述的相位差的初始值θ0。

在马达控制系统5中，由q轴指令值生成部530q从像上述那样加上了补偿值而得到的q轴电流值减去在逆变器中流动的实际q轴电流值iqr来计算q轴电流的电流偏差iq_err。另外，在马达控制系统5中，由d轴指令值生成部530d从d轴电流值减去在逆变器中流动的实际d轴电流值idr来计算d轴电流的电流偏差id_err。

然后，马达控制系统5分别使用这些电流偏差iq_err、id_err进行pi控制等以对马达的输出等进行反馈控制。

如上所述，第一实施方式的马达控制系统5进行预先对电流控制器的响应性进行补偿的控制。即，马达控制系统5利用反馈控制而进行包含提前角补偿在内的扭矩波动补偿。另外，提前角补偿是根据相位β而进行的，该相位β是通过基于目标q轴电流iq_target与目标d轴电流id_target之比的上述数学式而计算出的。

通过这样对扭矩波动进行补偿，对于马达控制系统5中的伴随着高通滤波运算的量化噪声和传感器噪声的灵敏度能够降低，其结果为，降低了扭矩波动并且也防止了工作声恶化。并且，通过上述，马达控制的鲁棒性也提高。

作为上述的扭矩波动补偿的具体方法，公知有将补偿值与马达电流指令值相加的方法和将补偿值与马达施加电压指令值相加的方法，但在上述第一实施方式中，将补偿值与马达的电流指令值相加。由此，无论马达的特性变动如何都能进行稳定的扭矩变动校正。

如上所述，在求出了q轴电流的电流偏差iq_err和d轴电流的电流偏差id_err之后，马达控制系统5进行电压控制，根据q轴电流的电流偏差iq_err和d轴电流的电流偏差id_err而分别运算q轴和d轴各自的马达施加电压指令值。

电压控制由q轴指令值生成部530q和d轴指令值生成部530d各自的电压控制运算部533进行。在本实施方式中，作为电压控制，使用pi控制。另外，作为电压控制，不限于pi控制，也可以采用pid控制等其他控制方法。

在电压控制运算部533中，根据q轴电流的电流偏差iq_err和d轴电流的电流偏差id_err，由pi控制部5331来计算q轴电压指令值vq1和d轴电压指令值vd1。另外，电压控制运算部533将从非干扰处理部5332输出的非干扰要素cor_q、cor_d与q轴电压指令值vq1和d轴电压指令值vd1相加来计算q轴电压指令值vq2和d轴电压指令值vd2。非干扰要素cor_q例如是为了避免d轴电流(电压)与q轴电流(电压)相互干扰而施加的电流要素。

然后，马达控制系统5对q轴电压指令值vq2进行感应电压补偿。感应电压补偿由感应电压补偿运算部534进行。在马达驱动时，除了在马达中流动的电流以外，也考虑了马达的感应电压的影响，在此基础上对马达进行控制。在感应电压补偿运算部534中，根据由马达产生的感应电压(bemf)的倒数而进行提前角控制，对感应电压(bemf)进行补偿。

即，感应电压补偿运算部534求取由马达产生的感应电压(bemf)的倒数，根据该倒数而计算补偿值，该补偿值用于进行调整电压(或电流)的提前角的补偿(提前角补偿)。在本实施方式中，在感应电压补偿运算部534中，将感应电压补偿用的补偿值与q轴电压指令值vq2相加来计算q轴电压指令值vq3。另外，如果使用基于感应电压模型的倒数的补偿值，则该补偿值也可以从q轴电压指令值vq2中减去而不是相加。另外，该补偿值也可以与2轴/3相转换后的各相的电压值相加。

并且，马达控制系统5对q轴电压指令值vq3和d轴电压指令值vd2进行2轴/3相转换。2轴/3相转换是由2轴/3相转换运算部535根据马达电角度θ而进行的。2轴3相转换运算部535根据q轴电压指令值vq3和d轴电压指令值vd2而计算对应的q轴电压和d轴电压，并转换为u、v、w相各相的3相的电压指令值。

然后，马达控制系统根据从2轴/3相转换运算部535输出的各相的电压指令值而进行死区时间补偿。死区时间补偿由死区时间补偿运算部536进行。首先，在死区时间补偿运算部536中，由中点调制部5363进行基于中点调制的运算，在该中点调制中，叠加作为电压的基波的n倍的高阶谐波(例如，三阶谐波)。n是正整数。通过进行中点调制，电压的波形从正弦波状的波形接近梯形形状的波形。由此，逆变器52的有效电压率提高。

接着，死区时间补偿运算部536进行死区时间的补偿。到中点调制部5363为止进行针对上述的电流偏差iq_err、id_err的处理，计算使电流偏差iq_err、id_err减少的电压分量。与此相对，向目标值iq2轴/3相转换部5362输入目标q轴电流iq_target和目标d轴电流id_target，对目标q轴电流iq_target和目标d轴电流id_target进行2轴/3相转换。即，目标值2轴/3相转换部5362计算与目标q轴电流iq_target和目标d轴电流id_target对应的u、v、w相各相的3相的电流指令值。

与2轴/3相转换运算部535的2轴/3相转换同样地，在目标值2轴/3相转换部5362的2轴/3相转换中，在运算中也使用马达电角度。但是，在本实施方式的马达控制系统5中，作为输入到目标值2轴/3相转换部5362的马达电角度，使用对由传感器检测到的马达电角度θ进行了相位补偿而得到的马达电角度θ2。该相位补偿是由校正相位补偿部5361进行的，通过该相位补偿，对伴随马达的旋转的电压的相位偏移进行了补偿。

死区时间校正部5364根据通过2轴/3相转换得到的u、v、w相各相的电流指令值来计算各相的死区时间补偿电压，将该死区时间补偿电压与来自中点调制部5363的输出值相加而输出电压指令值。

最后，马达控制系统5根据从死区时间补偿运算部536输出的电压指令值而进行pwm控制。pwm控制的指令值由pwm控制运算部537来运算。pwm控制运算部537根据运算出的指令值而对逆变器52的电压进行控制。通过该pwm控制，与上述的电流指令值相当的电流流向马达1。另外，如上所述，在逆变器52内流动的uvw各相的电流值被转换为实际q轴电流值iqr和实际d轴电流值idr而进行反馈。

另外，在本系统中，作为上述的电压控制、感应电压补偿、2轴/3相转换、死区时间补偿、pwm控制等各处理，不限于上述的例子，也可以应用公知的技术。另外，在本系统中，根据需要也可以不进行这些补偿和控制。

关于上述第一实施方式，在图7中示出了通过模拟而得到的结果。图7是示出了相对于马达的旋转速度的、扭矩的二十四阶分量(电角度的六阶分量)的变动的曲线图。在本模拟中，旋转速度的范围为0[min-1]至3000[min-1]，求出了死区时间的开/关这两种情况和扭矩变动校正的开/关这两种情况相互组合起来的总计四个组合的扭矩波动的结果。由图7可知，在死区时间补偿和扭矩变动校正均“打开”的情况下，马达扭矩的变动(即扭矩波动)变小。因此可知，通过第一实施方式，实现了扭矩波动降低，实现了低工作声。

＜第二实施方式＞

接下来，对扭矩波动补偿运算部的输出为“电压值”的本发明的第二实施方式进行说明。第二实施方式的马达控制系统是3相无刷马达的控制系统。另外，以下，对于与第一实施方式相同的内容，有时省略记载，但可以采用相同的方法，也可以采用不同的方法。

图8是第二实施方式的马达控制系统的概略图，图9是第二实施方式的扭矩波动补偿运算部531和q轴指令值生成部530q的概略图。

如图8所示，马达控制系统5具有马达旋转角度传感器51、逆变器52以及控制运算部53。具有马达旋转角度传感器51、逆变器52以及控制运算部53。控制运算部53具有扭矩波动补偿运算部531、q轴指令值生成部530q、d轴指令值生成部530d、2轴/3相转换部535、死区时间补偿运算部536以及pwm控制运算部537。

马达控制系统5进行将逆变器52的电流值反馈的反馈控制。另外，本马达控制系统5进行弱磁控制，由此即使在感应电压增大时也能够抑制马达1的扭矩变动。

从外部向马达控制系统5输入目标q轴电流iq_target和目标d轴电流id_target。通过目标q轴电流iq_target和目标d轴电流id_target的增减而从外部指示马达输出的增减。

本马达控制系统5对输入的目标q轴电流iq_target进行电流限制处理。然后，本马达控制系统5进行从电流限制后的q轴电流减去所反馈的实际q轴电流值iqr的反馈控制，并且进行从输入的目标d轴电流id_target减去所反馈的实际d轴电流值idr的反馈控制。

然后，本马达控制系统5对通过反馈控制而得到的电流偏差iq_err、id_err进行电压控制。电压控制运算部533根据电流偏差iq_err、id_err来计算电压指令值vq1、vd1，在电压指令值vq1、vd1上进一步加上抑制d轴和q轴的干扰的非干扰要素cor_q、cor_d。然后，感应电压补偿运算部534将感应电压补偿用的补偿值与q轴电压指令值vq2和d轴电压指令值vd2相加。

另外，本马达控制系统5根据目标q轴电流iq_target、目标d轴电流id_target以及角速度ω，在扭矩波动补偿运算部531中计算用于抑制扭矩波动的校正电压值(扭矩波动补偿值)。而且，与第一实施方式不同，在第二实施方式中，马达控制系统5在感应电压补偿运算部534的输出vq3(即vq2与感应电压补偿值的相加值)上加上上述的校正电压值。由此，马达控制系统5在针对逆变器52的电压指令值上加上用于抑制扭矩波动的补偿值，从而能够抑制马达1中的扭矩波动。

如上所述，第二实施方式的马达控制系统5进行用于抑制扭矩波动的扭矩波动补偿。具体而言，在第二实施方式的马达控制系统5中，也与第一实施方式同样地，使用了反馈控制进行扭矩波动补偿和提前角补偿。在提前角补偿中，与第一实施方式同样地，按照以目标q轴电流iq_target和目标d轴电流id_target作为变量的上述数学式(3)来计算相位β。通过使用基于这样的数学式的计算，至少在相位β的计算中省略了查找表，因此抑制了计算补偿值所需的存储器容量。由此，避免了cpu的高成本化，马达动作的补偿范围扩大。

这里，第一实施方式与第二实施方式的差异在于，来自扭矩波动补偿运算部531的输出从电流值变成了电压值这一点以及控制流程中的加法点伴随此而被变更这一点。由此，扭矩变动补偿的输出仅由马达的电特性决定，因此具有扭矩变动的调整很容易这样的优点。另外，通过将扭矩波动的补偿值与电压值相加，相比于与电流值相加的情况，也具有运算处理快这样的优点。

另外，第二实施方式中的电流控制、感应电压补偿、2轴/3相转换、死区时间补偿以及pwm控制与第一实施方式相同，因此省略说明。另外，在第二实施方式中，这些补偿和控制也可以应用已知的技术。另外，在第二实施方式中，根据需要，也可以不进行这些补偿和控制。

＜其他实施方式＞

接下来，对其他实施方式进行说明。在以下说明的其他实施方式中记述的内容能够用于第一实施方式和第二实施方式中的任意情况。

这里，对能够通过上述实施方式而控制的马达的概略进行说明。图10是本实施方式的第一马达的俯视图，图11是本实施方式的第二马达的俯视图。图10和图11所示的马达1具有定子2和转子3。如图10和图11所示，马达1是内转子构造的。另外，作为马达1，除了内转子构造以外，也可以采用外转子构造。图10所示的第一马达1是ipm(interiorpermanentmagnet：内置永磁铁)马达，图11所示的第二马达1是spm(surfacepermanentmagnet：表面永磁铁)马达。

定子2具有沿轴向延伸的圆筒形状的外形。定子2以相对于转子3设置有规定的间隙的方式配置于转子3的径向外侧。定子2具有定子铁芯21、绝缘件22以及线圈23。定子铁芯21是沿轴向延伸的筒形状的部件。定子铁芯21是多块磁性钢板沿轴向层叠而形成的。定子铁芯21具有铁芯背部21a和齿(省略图示)。

铁芯背部21a是圆环形状的部分。齿从铁芯背部21a的内周面向径向内侧延伸。齿沿着周向以规定的间隔而排列设置有多个。另外，相邻的齿之间的空隙被称为槽s。在图10和图11所示的马达1中，例如设置十二个槽s。

转子3具有沿轴向延伸的圆筒形状的外形。转子3以相对于定子2设置规定的间隙的方式配置于定子2的径向内侧。转子3具有轴31、转子铁芯40以及磁铁32。转子3以沿上下方向(与图10和图11的纸面垂直的方向)延伸的轴31为中心进行旋转。

转子铁芯40是沿轴向延伸的圆筒形状的部件。轴31插入于位于转子铁芯40的径向中心部的孔部41d中。转子铁芯40是多块磁性钢板沿轴向层叠而构成的。磁铁32在图10所示的第一马达1中配置于转子铁芯40的内部，在图11所示的第二马达1中安装于转子铁芯40的表面。磁铁32沿着周向以规定的间隔而排列配置有多个。在图10和图11所示的马达1中，磁铁32例如设置有八个。即，在图10和图11所示的马达1中，极数p为8。

马达的磁特性根据上述的极数p和槽数s而不同。这里，作为产生工作声的要因，主要举出了径向力和扭矩波动等。在极数p为8、槽数s为12的8p12s的马达的情况下，在转子与定子之间产生的电磁力的径向分量即径向力相互抵消，因此扭矩波动成为主要的工作声的原因。

即，通过利用上述的马达控制系统仅对扭矩波动进行补偿，有效地降低了8p12s的马达的工作声。因此，本发明的马达控制系统在8p12s的马达中特别有用。

由于径向力的抵消在spm马达中特别有效，因此本发明的马达控制系统在spm马达中特别有用。更详细地说，在spm马达中，不产生磁阻扭矩，仅磁铁扭矩起作用。因此，通过采用本发明，仅对磁铁扭矩进行补偿，由此实现了振动降低。另外，对spm马达进行控制的情况下的控制运算部53为了弱磁而使用d轴电流指令值。另外，在spm马达的控制中，基于上述数学式(3)的相位差计算对抑制高速旋转时的扭矩波动特别有用。

反之，径向力的抵消不是限定性地在spm马达和8p12s的马达中产生的作用，而是在ipm马达或者例如10p12s马达中也产生的作用，因此本发明的马达控制系统在ipm马达中也是有用的、或者在例如10p12s马达中也是有用的。对ipm马达进行控制的情况下的控制运算部53为了扭矩产生和弱磁而使用d轴电流指令值。在ipm马达的控制中，基于上述数学式(3)的相位差计算对于抑制伴随着d轴电流指令值(为了扭矩产生和弱磁双方而使用)的扭矩波动是有用的。

接下来，对电动助力转向装置的概略进行说明。如图12所示，在本实施方式中，对柱型的电动助力转向装置进行例示。电动助力转向装置9搭载于汽车的车轮的转向机构。电动助力转向装置9是借助马达1的动力而直接减轻转向力的柱式的助力转向装置。电动助力转向装置9具有马达1、转向轴914以及车轴913。

转向轴914将来自方向盘911的输入传递给具有车轮912的车轴913。马达1的动力经由滚珠丝杠而传递给车轴913。在柱式的电动助力转向装置9中采用的马达1设置于发动机室(未图示)的内部。另外，图12所示的电动助力转向装置9作为一例是柱式的，但本发明的助力转向装置也可以是齿条式的。

这里，在像电动助力转向装置9那样要求低扭矩波动和低工作声的应用中，具有以下效果：通过由上述的马达控制系统5对马达1进行控制，实现了兼顾低扭矩波动和低工作声。其理由为，对于超过了电流控制的响应性的频率的扭矩波动，不使用放大噪声的高通滤波器地对电流控制器的响应性进行补偿，从而产生扭矩波动补偿的效果。另外，通过上述的马达控制系统5，抑制了提前角补偿的补偿值计算所需的存储器容量，马达动作的补偿范围扩大，因此实现了平滑的动力辅助。因此，本发明在助力转向装置中特别有用。

本发明对于助力转向装置以外的应用也是有用的。本发明对例如牵引马达(行驶用马达)、压缩机用的马达、油泵用的马达等要求降低工作声的马达是有用的。

以下，对具有牵引马达的马达单元进行说明。

在以下的说明中，除非另有说明，将与马达102的马达轴线j2平行的方向简称为“轴向”，将以马达轴线j2为中心的径向简称为“径向”，将以马达轴线j2为中心的周向、即绕着马达轴线j2的方向简称为“周向”。但是，上述的“平行的方向”也包含大致平行的方向。

图13是具有牵引马达的马达单元100的概念图，图14是马达单元100的侧视示意图。

马达单元100搭载于混合动力汽车(hev)、插电式混合动力汽车(phv)、电动汽车(ev)等以马达作为动力源的车辆，被用作动力源。

本实施方式的马达单元100具有马达(主马达)102、齿轮部103、壳体106以及马达控制系统5。

如图13所示，马达102具有以沿水平方向延伸的马达轴线j2为中心进行旋转的转子120和位于转子120的径向外侧的定子130。在壳体106的内部设置有收纳马达102和齿轮部103的收纳空间180。收纳空间180被划分为收纳马达102的马达室181和收纳齿轮部103的齿轮室182。

马达102收纳于壳体106的马达室181中。马达102具有转子120和位于转子120的径向外侧的定子130。马达102是内转子型马达，具有定子130和旋转自如地配置于定子130的内侧的转子120。

转子120通过从省略了图示的电池经由马达控制系统5向定子130提供电力而旋转。转子120具有轴(马达轴)121、转子铁芯124以及转子磁铁(省略图示)。转子120(即，轴121、转子铁芯124以及转子磁铁)以沿水平方向延伸的马达轴线j2为中心进行旋转。转子120的扭矩传递给齿轮部103。

轴121以沿水平方向并且车辆的宽度方向延伸的马达轴线j2为中心而延伸。轴121以马达轴线j2为中心进行旋转。

轴121跨越壳体106的马达室181和齿轮室182而延伸。轴121的一个端部向齿轮室182侧突出。在突出到齿轮室182的轴121的端部固定有第一齿轮141。

转子铁芯124是硅钢板(磁性钢板)层叠而构成的。转子铁芯124是沿轴向延伸的圆柱体。在转子铁芯124上固定有多个转子磁铁。

定子130从径向外侧包围转子120。在图13中，定子130具有定子铁芯132和线圈131。定子130被壳体106保持。虽然省略了图示，但定子铁芯132从圆环状的轭的内周面向径向内侧具有多个磁极齿。在磁极齿之间缠绕有线圈线(省略图示)而构成了线圈31。

齿轮部103收纳于壳体106的齿轮室182。齿轮部103在马达轴线j2的轴向一侧与轴121连接。齿轮部103具有减速装置104和差动装置105。从马达102输出的扭矩经由减速装置104而传递给差动装置105。

减速装置104与马达102的转子120连接。减速装置104具有以下功能：降低马达102的旋转速度，根据减速比而使从马达102输出的扭矩增大。减速装置104将从马达102输出的扭矩向差动装置105传递。

减速装置104具有第一齿轮(中间驱动齿轮)141、第二齿轮(中间齿轮)142、第三齿轮(最终驱动齿轮)143以及中间轴145。从马达102输出的扭矩经由马达102的轴121、第一齿轮141、第二齿轮142、中间轴145以及第三齿轮143而传递给差动装置105的齿圈(齿轮)151。

差动装置105经由减速装置104与马达102连接。差动装置105是用于将从马达102输出的扭矩传递给车辆的车轮的装置。差动装置105具有以下功能：在车辆转弯时吸收左右车轮的速度差，并且向左右两轮的车轴155传递该扭矩。

马达控制系统5与马达102电连接。马达控制系统5通过逆变器而向马达102提供电力。马达控制系统5对提供给马达2的电流进行控制。通过利用马达控制系统5对扭矩波动进行补偿而降低马达102的工作声。

以上，对本发明的实施方式和变形例进行了说明，但实施方式和变形例中的各结构以及它们的组合等仅是一例，能够在不脱离本发明的主旨的范围内进行结构的附加、省略、置换以及其他变更。另外，本发明不受实施方式限定。

产业上的可利用性

本发明的实施方式能够广泛地应用于吸尘器、干燥器、吊扇、洗衣机、冰箱以及助力转向装置等具有各种马达的多种设备。