一种单级谐振式AC-DC功率因数校正变换装置及其校正方法与流程

本发明涉及关功率因数校正变换器技术领域，尤其涉及一种单级谐振式ac-dc功率因数校正变换装置及其校正方法。

背景技术：

ac-dc变换装置已经成为计算机、电动汽车充电和通信电源等工业应用中必不可少的电子设备，同时单相功率因数校正变换装置是目前解决电网谐波污染的主要途径。传统的ac-dc功率因数校正变换装置采用级联的两级式拓扑，其中的前级ac/dc部分用于整流和功率因数校正，后级dc/dc部分用于实现隔离和输出电压调整，这种变换装置存在拓扑复杂、成本较高、整机效率偏低的问题。

技术实现要素：

本发明为解决现有的ac-dc功率因数校正变换装置存在拓扑复杂、成本较高、整机效率偏低的问题，提供了一种单级谐振式ac-dc功率因数校正变换装置。

为实现以上发明目的，而采用的技术手段是：

一种单级谐振式ac-dc功率因数校正变换装置，包括整流桥、输入电感、主开关管、主开关管寄生电容、辅开关管、辅开关管寄生电容、谐振电容、谐振电感、钳位电容；

所述整流桥的输入端连接并网侧交流电源的输出端，所述整流桥的其中一个输出端依次连接所述输入电感、主开关管的漏极、钳位电容的一端、谐振电容、谐振电感的一端、d1二极管以及输出电容的一端；所述整流桥的另一个输出端依次连接所述主开关管的源极、辅开关管的漏极、d2二极管的阳极以及输出电容的另一端；所述谐振电感的另一端连接d2二极管的阴极，所述钳位电容的另一端连接所述辅开关管的源极；所述主开关管寄生电容的两端分别与主开关管的漏极和源极连接；所述辅开关管寄生电容的两端分别与辅开关管的漏极和源极连接；所述输出电容的两端连接负载。

优选的，所述整流桥为包括4个二极管的不可控二极管整流桥。

优选的，所述主开关管和辅开关管为带有反并联体二极管的功率开关管。

优选的，所述装置还包括高频变压器，所述谐振电容的一端以及所述辅开关管的漏极与所述高频变压器的原边连接，所述高频变压器的副边通过副边电容与所述谐振电感的一端以及所述d2二极管的阳极连接。

本发明还提供了一种应用于所述单级谐振式ac-dc功率因数校正变换装置的校正方法，通过在工作周期t0-t7内控制主开关管和辅开关管的通断实现，在所述工作周期t0-t7内具体包括以下工作模态：

a.时刻t0-t1的第一模态：

主开关管的反并联体二极管开始导通并钳制其开关电流，门极信号使主开关管零电压开通；

b.时刻t1-t2的第二模态：

谐振电感和谐振电容发生lc谐振，谐振电感的电流下降到0时，d2二极管实现零电流关断；

c.时刻t2-t3的第三模态：

d2二极管停止导通，且由谐振电感和谐振电容组成的谐振回路无电流时，输入电感的电流开始线性上升，输入电感开始充电，直至主开关管关断；

d.时刻t3-t4的第四模态：

辅开关管的反并联体二极管开始导通并钳制其开关电流；

时刻t4-t5的第五模态：

辅开关管的反并联体二极管开始导通并钳制其开关电流后，施加门极信号使得辅开关管零电压开通；

e.时刻t5-t6的第六模态：

当谐振电感电流等于谐振电容电流时，流经辅开关管的电流方向改变为由漏极流向源极，直至辅开关管被关断；

f.时刻t6-t7的第七模态：

输入电感为辅开关管寄生电容充电，主开关管寄生电容放电，直至辅开关管寄生电容完全充电且主开关管寄生电容完全放电时，下一开关周期开始。

优选的，在所述第一模态中，输入电感电流il(t)为：

其中il(t)为t时刻的输入电感电流，l为输入电感，il(t0)为t0时刻的输入电感电流，vin为所述装置的输入电压。

优选的，在所述第二模态中，谐振电容电压vcr(t)为：

vcr(t)＝vcr(t1)cosω(t-t1)+[il(t1)-is1(t1)]z

其中，vcr(t1)为t1时刻的谐振电容电压，vcr(t)为t时刻的谐振电容电压，is1(t1)为t1时刻主开关管的电流，il(t1)为t1时刻的谐振电感电流，lr、cr分别为谐振电感和谐振电容；

谐振电感电流ilr(t)为：

优选的，在所述第四模态中，输入电感电流iln(t)为：

iln(t)为t时刻的输入电感电流，vin为所述装置的输入电压，vcc为输入的直流电压，l为输入电感，il(t3)为t3时刻的输入电感电流。

与现有技术相比，本发明技术方案的有益效果是：

本发明提供的单级谐振式ac-dc功率因数校正变换装置及其校正方法通过有源钳位技术，将主开关管的电压应力钳制，使主开关管和辅开关管均能实现零电压开关，d2二极管可以实现零电流开关；本装置由于加入软开关技术，减小了开关损耗，从而提高了变换装置的效率和功率密度，有效抑制了并网测电流畸变，获得thd较低的电流波形，同时降低emi，改善了电磁兼容。

附图说明

图1为实施例1单级谐振式ac-dc功率因数校正变换装置的整体电路图；

图2为实施1单级谐振式ac-dc功率因数校正变换装置平均电流控制策略的电路实现图；

图3为实施例2单级谐振式ac-dc功率因数校正变换装置的校正方法的工作波形图；

图4为实施例2单级谐振式ac-dc功率因数校正变换装置的校正方法的第一模态工作原理图；

图5为实施例2单级谐振式ac-dc功率因数校正变换装置的校正方法的第二模态工作原理图；

图6为实施例2单级谐振式ac-dc功率因数校正变换装置的校正方法的第三模态工作原理图；

图7为实施例2单级谐振式ac-dc功率因数校正变换装置的校正方法的第四模态工作原理图；

图8为实施例2单级谐振式ac-dc功率因数校正变换装置的校正方法的第四模态中辅开关管的反并联体二极管钳制其开关电流的工作原理图；

图9为实施例2单级谐振式ac-dc功率因数校正变换装置的校正方法的第五模态工作原理图；

图10为实施例2单级谐振式ac-dc功率因数校正变换装置的校正方法的第六模态工作原理图；

图11为实施例2单级谐振式ac-dc功率因数校正变换装置的校正方法的第七模态工作原理图；

图12为实施2单级谐振式ac-dc功率因数校正变换装置启动时的等效电路图；

图13为实施例3单级谐振式ac-dc功率因数校正变换装置的整体电路图。

图14为实施例1单级谐振式ac-dc功率因数校正变换装置的仿真实验结果图。

具体实施方式

附图仅用于示例性说明，不能理解为对本专利的限制；

为了更好说明本实施例，附图某些部件会有省略、放大或缩小，并不代表实际产品的尺寸；

对于本领域技术人员来说，附图中某些公知结构及其说明可能省略是可以理解的。

下面结合附图和实施例对本发明的技术方案做进一步的说明。

实施例1

一种单级谐振式ac-dc功率因数校正变换装置，如图1所示，包括整流桥、主开关管s1、输入电感l、主开关管寄生电容cs1、辅开关管s2、辅开关管寄生电容cs2、谐振电容cr、谐振电感lr、钳位电容cc；

所述整流桥的输入端连接并网侧交流电源的输出端，所述整流桥的其中一个输出端依次连接所述输入电感l、主开关管s1的漏极、钳位电容cc的一端、谐振电容cr、谐振电感lr的一端、d1二极管以及输出电容c0的一端；所述整流桥的另一个输出端依次连接所述主开关管s1的源极、辅开关管s2的漏极、d2二极管的阳极以及输出电容c0的另一端；所述谐振电感lr的另一端连接d2二极管的阴极，所述钳位电容cc的另一端连接所述辅开关管s2的源极；所述主开关管寄生电容cs1的两端分别与主开关管s1的漏极和源极连接；所述辅开关管寄生电容cs2的两端分别与辅开关管s2的漏极和源极连接；所述输出电容c0的两端连接负载。

其中，所述整流桥为包括4个二极管的不可控二极管整流桥；所述主开关管s1和辅开关管s2为带有反并联体二极管的功率开关管。

本实施例1提供的单级谐振式ac-dc功率因数校正变换装置在ccm模式下采用平均电流控制策略，控制策略的电路实现图如图2所示。通过对pfc和输出电压进行采样，反馈给控制电路，最后通过控制器电流内环输出一对互补的pwm，控制主开关管s1和辅开关管s2，通过改变两个开关管的开通占空比即可实现对电路的调控。

本实施例1利用psim软件对上述的变换装置进行了仿真分析，验证其可行性和有效性。实验参数如下：ac输入电源vin＝220v，f＝50hz；输入电感l＝430uh；钳位电容cc＝100uf；谐振电容cr＝6.7uf；谐振电感lr＝5uh；输出电容c0＝3000uf。实验结果如图14所示，并网测输入电压和电流基本同相位，相位差为0，pfc接近1，达到了实现功率因数校正的目的，输入电流的thd较低。

实施例2

本实施例2对实施1提供的单级谐振式ac-dc功率因数校正变换装置的校正方法进行分析，如图3所示为单级谐振式ac-dc功率因数校正变换装置的校正方法的工作波形图。为简化分析过程，假设该变换装置是在稳态条件下运行的，并假设交流输入电压为纯正弦，输入电感l、谐振电容cr、谐振电感lr、钳位电容cc和输出电容co为无损元器件，cr＜＜cc，开关频率远高于交流线频率，输出电容co足够大；则认为输出电压在整个线性周期内是恒定的，如图4～11所示为简化后装置在各个工作模态的等效电路，其中去掉了整流桥，并将输出端等效为恒压直流源，其通过在工作周期t0-t7内控制主开关管和辅开关管的通断实现，具体包括以下工作模态：

a.时刻t0-t1的第一模态如图4所示：

当主开关管寄生电容cs1完全放电并且辅开关管的寄生电容cs2完全充电时，即第七模态的结束，这一模态才开始。主开关管s1的反并联体二极管开始导通并钳制其开关电流，门极信号使主开关管s1零电压开通；

输入电感电流il(t)为：

其中il(t)为t时刻的输入电感l电流，l为输入电感，il(t0)为t0时刻的输入电感l电流，vin为所述装置的输入电压。

b.时刻t1-t2的第二模态如图5所示：

主开关管s1零电压开通后，电路分为两个回路，一路是输入电源、输入电感l和主开关s1，另一路是谐振电容cr、主开关管s1、d2二极管和谐振电感lr。流过主开关管s1的电流为这两个回路电流之和，谐振电感lr和谐振电容cr发生lc谐振，谐振电感lr的电流下降到0时，d2二极管实现零电流关断；

谐振电容电压vcr(t)为：

vcr(t)＝vcr(t1)cosω(t-t1)+[il(t1)-is1(t1)]z

其中，vcr(t1)为t1时刻的谐振电容cr电压，vcr(t)为t时刻的谐振电容cr电压，is1(t1)为t1时刻主开关管s1的电流，il(t1)为t1时刻的谐振电感电流，lr、cr分别为谐振电感和谐振电容；

谐振电感电流ilr(t)为：

c.时刻t2-t3的第三模态如图6所示：

d2二极管停止导通，且由谐振电感lr和谐振电容cr组成的谐振回路无电流时，输入电源和输入电感l形成单独回路，输入电感l的电流开始线性上升，输入电感l开始充电，直至主开关管s1关断；

d.时刻t3-t4的第四模态如图7所示：

在t3时刻，主开关管s1被关断，电路分为三个独立回路，其中输入电源、输入电感l和主开关管寄生电容cs1形成一个支路，输入电源、输入电感l和辅开关管寄生电容cs2形成另一个支路，电流由输入电源、输入电感l、谐振电容cr和d1二极管经过输入端再回到输入端，形成第三个支路，输入电感l的电流分别流向这三个支路。如图8所示辅开关管s2的反并联体二极管开始导通并钳制其开关电流；

输入电感电流iln(t)为：

iln(t)为t时刻的输入电感电流，vin为所述装置的ac输入电压，vcc为输入的直流电压，l为输入电感，il(t3)为t3时刻的输入电感电流。

时刻t4-t5的第五模态如图9所示：

辅开关管的反并联体二极管开始导通并钳制其开关电流后，辅开关管s2两端的电压为0，施加门极信号使得辅开关管零电压开通；

e.时刻t5-t6的第六模态如图10所示：

当谐振电感电流等于谐振电容电流时，流经辅开关管s2的电流方向改变为由漏极流向源极，直至辅开关管s2被关断；

f.时刻t6-t7的第七模态如图11所示：

输入电感l为辅开关管寄生电容cs2充电，主开关管寄生电容cs1放电，直至辅开关管寄生电容cs2完全充电且主开关管寄生电容cs1完全放电时，下一开关周期开始。

另外对单级谐振式ac-dc功率因数校正变换装置的浪涌进行考虑，即在电路中有交流输出，不给主开关管s1和辅开关管s2施加门极信号驱动开关管时，忽略输出滤波电容的阻抗可以得到变换装置发生浪涌时的等效电路，如图12所示。假设输入电感l无初始电流，谐振电容cr无初始电压，输入电感l和谐振电容cr为无损元件，cr＜＜c0。

其中，

实施例3

一种单级谐振式ac-dc功率因数校正变换装置，如图13所示，包括整流桥、主开关管s1、主开关管寄生电容cs1、辅开关管s2、辅开关管寄生电容cs2、谐振电容cr、谐振电感lr、钳位电容cc、高频变压器；

所述整流桥的输入端连接并网侧交流电源的输出端，所述整流桥的其中一个输出端依次连接所述输入电感l、主开关管s1的漏极、钳位电容cc的一端、谐振电容cr1的一端，谐振电容cr1的另一端以及所述辅开关管s2的漏极与所述高频变压器的原边连接，所述整流桥的另一个输出端依次连接所述主开关管s1的源极、辅开关管s2的漏极；所述高频变压器的副边通过副边电容cs与所述谐振电感lr的一端以及所述d2二极管的阳极连接，所述谐振电感lr的一端还依次连接d1二极管以及输出电容c0的一端，所述d2二极管的阳极与输出电容c0的另一端连接，所述输出电容c0的两端连接负载。其中，所述整流桥为包括4个二极管的不可控二极管整流桥；所述主开关管s1和辅开关管s2为带有反并联体二极管的功率开关管。在本实施例中通过增加高频变换器，实现输入输出电气隔离，提升装置的抗干扰能力强。

附图中描述位置关系的用语仅用于示例性说明，不能理解为对本专利的限制；

显然，本发明的上述实施例仅仅是为清楚地说明本发明所作的举例，而并非是对本发明的实施方式的限定。对于所属领域的普通技术人员来说，在上述说明的基础上还可以做出其它不同形式的变化或变动。这里无需也无法对所有的实施方式予以穷举。凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明权利要求的保护范围之内。