一种驱动电路的制作方法

本发明涉及一种驱动电路，特别涉及一种用于高压开关电源的驱动电路。

背景技术：

反激式开关电源具有电路简单、可靠性高、输入电压范围宽的特点，很轻松就可以实现交流100v～264v的宽电压范围工作，即使如此，也满足不了日益增长的各种应用，如工业配电系统中的仪表电源，经常需要一种标称输入电压85vac～528vac的小功率开关电源，实际上可以在64vac～660vac超宽范围稳定工作的电源，同时要求体积小，甚至还要求兼顾直流输入，兼顾三相交流电四线的输入，俗称三相四线制，即3条相线，1条零线。

为了提高电源输入电压，一般采用源极驱动方案，现有技术方案参见专利zl200810028422.4，名为《一种源极驱动的反激变换电路》，图1为现有技术源极驱动的反激变换电路的原理框图，图2为现有技术源极驱动的反激变换电路的原理图，如图所示：电路启动时电流一路通过电阻r1后一路给辅电源电路的电容c2充电，另一路给电源管理芯片pwmic供电。

当电压上升到电源管理芯片pwmic工作电压时，电源管理芯片pwmic开始驱动mos管q2。在电源管理芯片pwmic的导通占空比ton阶段时，mos管q2导通，v1点电位被拉低，而mos管q1的栅极电位不变，由于mos管q1的栅-源极电压vgs增大，从而使mos管q1被驱动导通，此时电流流经变压器t1初级绕组n1、mos管q1、mos管q2，而且逐渐上升，变压器t1进行储能。

当电源管理芯片pwmic的输出信号翻转时，输出信号由高电平跳变为低电平，mos管q2被关断。在电源管理芯片pwmic工作于关断占空比toff阶段时，由于mos管q2被关断，v1点电位逐渐抬高，而mos管q1的栅极电位不变，mos管q1的栅-源极电压vgs逐渐减小，直到第mos管q1的栅-源极电压vgs低于关断阈值时，mos管q1开始截至，变压器t1将能量传递至输出电路。当电源管理芯片pwmic的输出信号再次翻转时，输出信号由低电平跳变为高电平，使mos管q2重新导通。如此往复，此电路便工作在自激振荡状态。

由于源极驱动电路在mos管关断后，耐压由mos管q1和mos管q2承担，所以非常适应超宽范围稳定工作，下管q2承受的耐压不超过：d4稳压值减去上管q1的vgs开启电压。

如果提高电源的工作功率，也就提高了mos管q1的额定电流。当mos管q1的额定电流提高时，mos管q1的栅极电容也会同步提高。在现有的技术方案中，mos管q1的栅极电容的电流需要通过mos管q2泄放，在泄放mos管q1的栅极电容电荷的同时，mos管q2的电压随之降低，这是一个同步的过程，在mos管q2电压降低的同时，反激式开关电源原边绕组会通过mos管q1向mos管q2流过电流。正常情况下mos管q2的开关损耗主要取决于q2电压下降时原边绕组流过的电流，但是在现有源极驱动方案中增加了mos管q1的栅极电容泄放的电流，使得随着vin电压上升，mos管q1的额定电流增加，mos管q2的开关损耗会明显的增加。

综上所述，现有的源极驱动方案在输入电压提高时，工作电流提高会明显增加mos管q2的开关损耗，从而限制源极驱动电路工作电流提高。

技术实现要素：

鉴于现有源极驱动方案在高压大电流下开关损耗大的问题，本发明提供一种驱动电路，可以降低源极驱动开关损耗，特别是源极驱动下mos管q2的开关损耗，使得源极驱动电路可以在更大功率下使用。

本发明的技术方案如下：

一种驱动电路，其特征在于：包括第一电压源vs、第二电压源vcc、mos管q1、mos管q2、mos管q3、二极管d5、分压电容c2和电容c4，第二电压源vcc电联接二极管d5的阳极，二极管d5的阴极连接mos管q3的漏极，mos管q3的源极连接mos管q1的栅极，电容c4连接于mos管q3的漏极和mos管q1的源极之间，第一电压源vs通过电容c2连接于mos管q3的栅极，mos管q2的漏极连接于mos管q1的源极，mos管q2的源极接参考地。

优选的，还包括一分压电路，所述分压电路的分压点与mos管q3的栅极连接。

作为上述分压电路的一种具体实施方式，其特征在于：所述分压电路包含电阻r2，电阻r2的一端作为分压电路的分压点与mos管q3的栅极连接，电阻r2另一端连接第一电压源vs。

作为上述分压电路的另一种具体实施方式，其特征在于：所述分压电路包含电阻r1和稳压管d4，电阻r1一端连接稳压管d4的阴极，其连接点作为分压电路的分压点与mos管q3的栅极连接，稳压管d4的阳极连接第一电压源vs，第一电压源vs的电压值为零。

优选的，还包括限流电阻r5，限流电阻r5串联在二极管d5和第一电压源vcc之间。

优选的，还包括电容c5，电容c5并联在mos管q3的栅极和源极之间。

优选的，还包括二极管d6，二极管d6的阳极连接于mos管q3的栅极，二极管d6的阴极连接于mos管q3的漏极。

优选的，还包括电阻r6，电阻r6和电容c4并联。

术语解释：

电联接：代表的含义除了直接联接，还包括间接连接(即两个电联接对象之间还可以连接其它的元器件)，并且包括通过感应耦合等方式。

本发明的有益效果在于：在mos管q3导通后，流经mos管q1的栅极充电电流不会经过mos管q2，因此mos管q2增加的开关损耗不会因为工作电流的增大而增大。同时mos管q3采用低压mos管，栅极的导通门槛电压低，栅极充电时间短，因此mos管q3栅极充电电流给mos管q2增加的开关损耗可以控制在很小的范围内。

附图说明

图1为现有技术源极驱动的反激变换电路的原理框图；

图2为现有技术源极驱动的反激变换电路的原理图；

图3是本发明的驱动电路原理图；

图4是本发明实施例一的驱动电路应用于反激式开关电源的工作原理图；

图5是本发明实施例二的驱动电路应用于反激式开关电源的工作原理图；

图6是本发明实施例三的驱动电路应用于反激式开关电源的工作原理图。

具体实施方式

实施例一

图3为本发明的驱动电路原理图，图4为本发明实施例一的驱动电路应用于反激式开关电源的工作原理图。如图所示，反激式开关电源包括输入电压源vin、吸收电路、驱动电路、变压器t1、输出电路和电源管理芯片pwmic；吸收电路包括电阻r3、电容c3和二极管d2，输入电压源vin连接电阻r3一端和变压器t1原边绕组的同名端，电阻r3另一端连接二极管d2的阴极，二极管d2的阳极连接变压器t1原边绕组的异名端，电容c3并联在电阻r3两端；输出电路包括二极管d1和电容c1，二极管d1的阳极连接变压器t1副边绕组的异名端，二极管d1的阴极和电容c1一端连接作为正输出端，变压器t1副边绕组的同名端和电容c1另一端连接参考地作为负输出端；驱动电路包括第一电压源vs、第二电压源vcc、mos管q1、mos管q2、mos管q3、二极管d5、分压电容c2和电容c4，第二电压源vcc电联接二极管d5的阳极，二极管d5的阴极连接mos管q3的漏极，mos管q3的源极连接mos管q1的栅极，电容c4连接于mos管q3的漏极和mos管q1的源极之间，第一电压源vs通过电容c2连接于mos管q3的栅极，mos管q2的漏极连接于第一mos管q1的源极；电源管理芯片pwmic的供电端连接第二电压源vcc，电源管理芯片pwmic的输出端连接mos管q2的栅极，用于控制mos管q2的开通与关断，电源管理芯片pwmic的接地端和mos管q2的源极接参考地。

本实施例中第一电压源vs连接输入电压源vin。

本实施例的基本工作原理为：

1、当电源管理芯片pwmic控制mos管q2导通时，v1点的电压降低。v1和vs之间包含分压电容c2、mos管q3的栅极电容和mos管q1的栅极电容，由于vs连接于vin电压不变，因此随着v1电压降低，分压电容c2、mos管q3的栅极电容和mos管q1的栅极电容基于串联分压的原则电压逐步提高。当mos管q3的栅极电容电压达到mos管q3的开通门限电压时，mos管q3导通。mos管q3导通时，电容c4通过mos管q3给mos管q1的栅极充电，从而将mos管q1的栅极电压快速充到和电容c4同样高的电压，从而将mos管q1快速打开。当mos管q2完全导通时，v1点短路到地，vcc通过二极管d5给电容c4充电从而补充电容c4给mos管q1栅极充电损失的电荷，使电容c4保持和vcc一样高的电压。当mos管q1和mos管q2都完全导通时就实现了反激式开关电源原边开关电路的导通；

2、当电源管理芯片pwmic控制mos管q2关断时，v1点的电压开始升高，二极管d5反向截止状态。分压电容c2、mos管q3的栅极电容和mos管q1的栅极电容基于串联分压的原则电压逐步降低。由于mos管q3导通，mos管q1的栅极并联了电容c4，因此相当于mos管q1的栅极电容大幅增加，使得串联分压降低的电压主要集中于mos管q3的栅极电容和分压电容c2上。当mos管q3的栅极电压降低到mos管q3的开通门限电压以下时，mos管q3关断，当mos管q1的栅极电压持续降低到mos管q1的开通门限电压以下时，mos管q1关断。这时mos管q1和mos管q2都进入关断状态，反激式开关电源实现了原边开关电路的关断。

在本实施例中，mos管q1导通过程中的栅极电压上升包含两部分，一是在mos管q3未导通时mos管q1的栅极电容和mos管q3的栅极电容及分压电容c2串联升压，这段时间mos管q1的栅极充电电流流过mos管q2会增加mos管q2的开关损耗；二是在mos管q3导通阶段通过电容c4给mos管q1的栅极电容充电，此时mos管q1的栅极充电电流不会经过mos管q2，因此不会增加mos管q2的开关损耗。和现有的技术方案相比，本实施例中mos管q1的栅极电容的充电电流不会完全流过mos管q2，因此mos管q2的开关损耗必然降低。

由于在开通过程中，mos管q2增加的电流流过q3栅极并使q3导通，因此mos管q2增加的开关损耗由mos管q3的栅极电容大小决定。mos管q3一般采用相对于mos管q1驱动电流较小的mos管，栅极电容小，栅极充电电流小；同时mos管q3采用低压mos管，栅极的导通门槛电压低，栅极充电时间短，因此mos管q3栅极充电电流给mos管q2增加的开关损耗可以控制在很小的范围内。因此本实施例可以有效的降低驱动电路在大电流下工作时下管的开关损耗，从而使驱动电路可以在更大功率下工作。

实施例二

如图5所示，为本发明实施例二的驱动电路应用于反激式开关电源的工作原理图。与实施例一的不同之处在于：本实施例还包括一分压电路，所述分压电路包含电阻r1和稳压管d4，电阻r1一端连接输入电压源vin，电阻r1另一端连接稳压管d4的阴极，其连接点与mos管q3的栅极连接，稳压管d4的阳极连接第一电压源vs，第一电压源vs的电压值为零。

不同于实施例一，本实施例mos管q1关断时mos管q3的栅极电压由稳压管d4决定。由于mos管q1关断时mos管q3的栅极电压等于v1点电压加上mos管q3和mos管q1关断时的栅源电压，因此调节稳压管d4的电压就可以调节mos管q1关断时v1点的电压，也就可以调节mos管q1和mos管q2关断时的分压比，从而实现两个mos管最佳的电压分配，可以有效提高反激式开关电路主开关管mos管q1和mos管q2的耐压利用率。

具体的工作原理和实施例一相同，这里不再赘述。

实施例三

如图6所示，为本发明实施例三的驱动电路应用于反激式开关电源的工作原理图。本实施例在实施例一的基础上增加了电阻r2、电阻r5、电阻r6、电容c5和二极管d6，电阻r2并联在分压电容c2两端，电阻r5串联在二极管d5和第二电压源vcc之间，电阻r6并联在电容c4两端，二极管d6的阳极连接mos管q3的栅极，二极管d6的阴极连接于mos管q3的漏极，电容c5并联在mos管q3的栅极和源极之间。

电阻r2的功能为：加速分压电容c2两端直流电流的泄放。在mos管q1及mos管q3关断时，降低mos管q3的栅极电压和输入电压源vin的电压差，从而将v1点稳定在输入电压源vin减去mos管q1和mos管q3的关断栅极电压上，从而稳定了mos管q1和mos管q2在关断时的耐压分配比例。

电阻r5的功能为：当mos管q2完全导通，第二电压源vcc通过二极管d5给电容c4充电时，电阻r5可以抑制瞬间充电电流，减小二极管d5、电容c4和mos管q2的电流应力。

二极管d6的功能为：将mos管q3的栅极最高电压钳位在电容c4电容电压上，防止输入电压源vin的脉冲能量通过电容c2传导给mos管q3栅极从而损坏mos管q3。

电阻r6的作用为：泄放电容c4的多余电荷，防止电容c4由于吸收了mos管q3栅极的多余电荷而出现电压异常上升的问题。

电容c5的作用为：调节电容c2，mos管q3栅极电容和mos管q1栅极电容串联时电压分压比例，从而调节mos管q3和mos管q1关断时的电压。防止mos管q3出现由于关断时栅极电压太低而出现器件损坏的问题。

本实施例的工作原理同实施例一，具体原理不再赘述。

以上本发明的优选实施方式，应当指出的是，上述优选实施方式不应视为对本发明的限制，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明的精神和范围内，还可以做出若干改进和润饰。这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围，本发明的保护范围应当以权利要求所限定的范围为准。