一种LCL型并网逆变器的有源阻尼方法与流程

本发明涉及并网逆变器技术领域，具体涉及一种lcl型并网逆变器的有源阻尼方法。

背景技术：

并网逆变器广泛应用于工业电气行业，如各种类型的有源滤波器，无功补偿装置，新能源并网设备等。为了减小连接电抗器的体积，降低逆变器并网电流谐波，大量并网变换器通过lcl型电路连接电网。然而，lcl型电路存在谐振频率点，容易引起输出电流出现高频谐波。

为了解决该问题，主要有两类方法，即无源阻尼法和有源阻尼法。其中，无源阻尼法通过在电容上串联电阻，实现对谐振的阻尼以抑制振荡，减少谐波。该方法简单易行，在工业上也得到了大量应用。然而，无源阻尼电路中的电阻将消耗大量功率，不仅增加了系统损耗，同时增加了散热成本，而电阻高温也会加速周围器件的老化，影响系统可靠性。

相对而言，有源阻尼法仅仅通过控制算法为系统增加阻尼，无需额外的电阻即可抑制lcl电路中的谐振。尽管有源阻尼法有上述优点，但在实际应用中可能产生新的问题，即由于采样频率及控制延时问题，系统中将存在新的谐振点，谐振频率为fs/6，其中fs为采样频率。事实上，受限于现有的控制电路结构，fs通常低于20khz，此时进行有源阻尼极易引起谐振。为了解决该问题，各种不同复杂程度的控制算法被提出，但是很多方法较为复杂，对电路参数敏感，在不同电网阻抗下的稳定性有待论证。此外，现有的有源阻尼电路，往往需要采集电容电流与网侧电流，即每相需要采集两个电流值，增加了电路的复杂性。

技术实现要素：

本发明的目的在于提供一种lcl型并网逆变器的有源阻尼方法，该方法有利于抑制有源阻尼数字化控制延时带来的谐振问题，且降低了控制的复杂度。

为实现上述目的，本发明采用的技术方案是：一种lcl型并网逆变器的有源阻尼方法，基于高速adc采集逆变器侧电流，采集或估算并网侧电流，采集直流母线电容电压，然后将逆变器侧电流、并网侧电流和直流母线电容电压送入fpga，采用fpga实时计算有源阻尼控制电压，并进行pwm调制，实现有源阻尼控制。

进一步地，采集并网侧电流时，采用与并网逆变器的控制频率相同的采样频率对并网侧电流进行低速采样。

进一步地，采集直流母线电容电压时，采用与并网逆变器的控制频率相同的采样频率对直流母线电容电压进行低速采样。

进一步地，采用fpga进行有源阻尼计算的方法为：将高速采集到的逆变器侧电流il1与采集或估算得到的并网侧电流il2通过减法器，得到电容电流ic，再通过乘法器，乘以系数rd，得到阻尼控制电压udamp，将阻尼控制电压udamp与直流母线电容电压通过除法器相除，得到阻尼控制的调制信号mdamp，最后把调制信号mdamp与电流控制的调制信号mctrl通过加法器，得到最终的调制信号mall，在fpga中通过pwm模块后得到各功率器件的控制信号，完成最终的阻尼控制。

进一步地，当不采集并网侧电流时，利用逆变器侧电流在载波三角波的波峰波谷处采样的平均值近似为并网侧电流，仅通过采集逆变器侧电流即估算得到并网侧电流，进而实现有源阻尼控制。

进一步地，利用逆变器侧电流近似计算并网侧电流的具体方法为：生成三角载波时，加法计数器计数，当加计数到最大值时，进行减计算，当减计数到0时，再进行加计数，如此循环往复即得到三角波；在生成三角载波过程中，当加计数到最大值，即三角波峰值时，记录逆变器侧电流il1的采样值，记为ip1；当减计数到0时，即三角波谷值时，记录逆变侧电流il1的采样值，记为ip2，则并网侧电流近似为ige=(ip1+ip2)/2，以此作为并网侧电流il2。

相较于现有技术，本发明具有以下有益效果：提出了一种基于高速电流采样及fpga的并网逆变器有源阻尼方法，该方法通过高速电流采样及fpga的快速处理能力，减少控制过程引起的延时，有效抑制了有源阻尼数字化实现时带来的振荡问题，降低了控制的复杂程度。此外，同时通过采样信号的特殊设计，还能实现只采集逆变器侧电流即可实现有源阻尼，简化了电路设计。

附图说明

图1是本发明实施例中带采样与控制延时的有源阻尼控制结构图。

图2是本发明实施例的有源阻尼方法的实现流程图。

图3是本发明实施例中波峰波谷二重采样过程示意图。

图4是本发明实施例中并网侧电流近似值获取流程图。

图5是常规存在较大延时的有源阻尼方法的实验结果。

图6是本发明实施例的有源阻尼方法的实验结果。

具体实施方式

下面结合附图及具体实施例对本发明作进一步的详细说明。

本发明提供了一种lcl型并网逆变器的有源阻尼方法，该方法基于高速adc采集逆变器侧电流，采集或估算并网侧电流，采集直流母线电容电压，然后将逆变器侧电流、并网侧电流和直流母线电容电压送入fpga，采用fpga实时计算有源阻尼控制电压，并进行pwm调制，实现有源阻尼控制。

为了降低成本与体积，并网侧电流或直流母线电容电压的采样均为普通频率采样，采用与并网逆变器的控制频率相同的采样频率对并网侧电流或直流母线电容电压进行低速采样，通常由dsp/arm内部集成的adc进行采集，并送往fpga完成最终有源阻尼控制。

并网逆变器有源阻尼方法能够避免无源阻尼带来的功率损耗问题，减少电路，提高系统集成度。但是实际应用中，由于大功率应用中，功率器件开关频率通常不高于fs=20khz，对应的控制系统采样率一般为fs或者2fs。考虑采样、计算及送入pwm调制模块时的零阶保持器延时，并网逆变器的控制框图如图1所示，根据理论推导可知，采用如图所示的电容电流反馈的有源阻尼控制，等效于在电容上并联了一个电阻，能够消除lcl电路引起的谐振。但由于计算延时与采样延时的存在，使得等效的阻尼阻抗为：

（1）

其中ts=1/fs。从式（1）可以看出，当信号频率为采样频率的1/6时，电阻为无穷大，且在该频率点由正电阻变为负电阻。进一步分析发现，如果有源电阻值rd取值过大，或者lcl电路谐振频率fr过高，均容易造成变换器电流控制环传递函数相频特性在fs/6处穿越-180度，从而造成系统不稳定。

为了提高系统的稳定性，需要让fr远离fs/6频率。事实上，如果fs为20khz，则fr与fs/6接近，极容易出现不稳定。为了稳定系统，可以减小fr，但需要更大的滤波电感和电容，增加成本和体积。有很多方法则通过对控制器进行改进，抵消谐振点的影响，但控制器复杂且当电网阻抗变化时适应性差。

本发明提出的方法是通过提高fs使其远离fr以实现谐振抑制。造成离散化过程延时主要是三个方面，即电流信号数字化采样引起的延时td1，控制器计算引起的延时td2和pwm调制时由于零阶保持器引起的延时tdh（调制延时）。本发明通过高速模数转换芯片（adc）减少采样延时，通过fpga减少计算延时及调制延时，从而有效减小了数字化控制引起的延时，最终将整体数字化离散过程引起的延时降低到2us内，极大提高了等效频率fs，使得控制延时等效频率fs远远大于lcl滤波电路的谐振频率fr，从而有效避免了系统的谐振与不稳定。

在本实施例中，本发明的有源阻尼方法的实现流程如图2所示。首先采样图1中逆变器侧电流il1与并网侧电流il2。采样信号先送入调理电路1和调理电路2进行模数转换。其中逆变器侧电流il1需要进行高速采样，信号调理电路对应的低通滤波器截止频率大于300khz，以保留电流开关谐波信息，调理后信号送入高速adc，采样率为1ms/s。由于并网侧电流il2不含开关谐波，信号频率成分较低，不需要高速采样，只需要进行低速采样，其调理电路的截止频率较低，可以通过控制电路的dsp/arm等控制芯片内部集成的adc进行采样，采样率与控制频率相同，以减少高速adc数目以降低成本。同时采集直流母线电压，由于直流母线电压波动较小，无需高速采集，同样通过dsp/arm内部集成adc进行低速采样。dsp/arm采集完数据后，把数据送到fpga芯片。同时，dsp/arm对并网变换器实行控制，如电流控制后，将得到的调制信号mctrl送到fpga芯片。

在fpga芯片中完成有源阻尼计算。其具体方法为：将高速采集到的逆变器侧电流il1与采集得到的并网侧电流il2通过减法器，即把逆变器侧电流il1减去并网侧电流il2，即得到滤波电容电流ic，再通过乘法器，乘以系数rd，得到阻尼控制电压udamp=ic*rd。假设直流母线电压采样后为vdc，将阻尼控制电压udamp与直流母线电容电压通过除法器相除，得到阻尼控制的调制信号mdamp=udamp/vdc。最后把调制信号mdamp与电流控制的调制信号mctrl通过加法器叠加，得到最终的调制信号mall。此后，在fpga中通过pwm模块完成该调制信号的pwm调制后，得到各功率器件的控制信号，控制各开关器件工作，完成最终的阻尼控制。

现有工业上的并网逆变器大都每相仅采集一个电流，以降低成本提高可靠性。因此，本发明还提出了仅采集逆变器侧电流，即可实现有源阻尼的方法。该采集过程如图3所示，逆变器侧电流通过高速adc采集到fpga中，fpga在载波相邻的波峰与波谷处记录采集的电流，假设分别为ip1和ip2，则逆变器侧电流近似为ige=(ip1+ip2)/2，该电流不含开关噪声，近似等于并网侧电流il2。即当不采集并网侧电流时，利用逆变器侧电流在载波三角波的波峰波谷处采样的平均值近似为并网侧电流，以实现有源阻尼控制。如图4所示，其具体实现方法为：生成三角载波：加法计数器计数，当加计数到最大值时，进行减计算，当减计数到0时，再进行加计数，如此循环往复即得到三角波；在生成三角载波过程中，当加计数到最大值，即三角波峰值时，记录逆变器侧电流il1的采样值，记为ip1；当减计数到0时，即三角波谷值时，记录逆变侧电流il1的采样值，记为ip2，则并网侧电流近似为ige=(ip1+ip2)>>1。ip1和ip2在fpga中采用整形数表示，右移1位表示除以2，即ige=(ip1+ip2)/2，以此作为并网侧电流il2。同样，用逆变器侧电流值il1减去此并网侧电流近似值，即得到电容电流ic=il1–ige。后续按照相同的计算方法，即可仅采集逆变器侧电流实现有源阻尼控制。

采用常规有源阻尼控制，控制器存在较大延时时，输出波形如图5所示，可以看到输出电流高频谐波较多，高频谐振问题严重。图6为采用本发明所提出方法的输出波形，可以看到输出电流的高频谐波很好地被抑制。

以上是本发明的较佳实施例，凡依本发明技术方案所作的改变，所产生的功能作用未超出本发明技术方案的范围时，均属于本发明的保护范围。