用于1：2反向电荷泵的软启电和驱动电路及其实现方法与流程

本发明涉及一种集成电路，具体地说，是涉及一种用于1：2反向电荷泵的软启电和驱动电路及其实现方法。

背景技术：

电荷泵是利用电容存储能量的开关变换器，其中，利用开关使得电容在供电和放电状态之间切换，从而可以提升或降低供电电压。在移动终端或便携式电子设备中，供电电源的电压可能低于工作电压，电荷泵可以将供电电源的电压提供之后系统工作，例如，电荷泵产生的电压在3.3v至4.0v范围内，从而满足电子设备的工作需要。

多数的电荷泵芯片都是应用在将输入电压降为一半的2：1模式，鲜有支持反向升为两倍电压的1：2模式。如图1所示为电荷泵的电路原理图，四个p管分为两个相位φ1和φ2分别导通，在没有负载的理想情况下，vx＝2*vy。最常见的应用是将vx作为输入电源，从而得到近似一半的输出电压vy。类似的，如果将vy作为输入电源，那么就会得到近似两倍的输出电压vx。

通常集成p管的电荷泵芯片会采用n型mos器件，这就需要相应的驱动电路。由于电荷泵没有电感这类限制电流变化的储能器件，所以需要有软启动的过程来限制启动电流。对于正向2：1模式的电荷泵，软起动的方案比较简单和成熟。但是对于反向1：2模式的电荷泵，由于输入电压低于输出电压，这变得非常有挑战。

如图2所示为现有技术的电荷泵的驱动电路，电路中没有一个最高电压点为q1/q2/q3的驱动电路供电，所以q1/2/3不能导通。

最通常的做法是通过另外的子电荷泵，产生一个最高电压(需要高于2*vin+v_overdrive，这里选为3*vin)，然后用这个最高电压来驱动q1/2/3。要产生一个比两倍vin还高v_overdrive的电平，需要两个子电荷泵。由于驱动q1/2/3的电流远小于q1/2/3的工作电流，所以子电荷泵管子的面积远小于p管；但是驱动q1/2/3高速开关，需要ma级别的电流，所以子电荷泵的电容通常要在nf级别，这样大的电容很难在片内集成，所以需要采用片外电容。

产生最高电压可以驱动q1/2/3后，并不能直接启电。因为q1/2/3/4的导通电阻很小(mohm级别)，而初始的vout电平和稳态的vout电平的压差最大为vin+2*vdiode。如果直接让q1/2/3/4硬启动，瞬间会产生上百安培甚至更高的电流，会烧坏芯片，所以需要一个限流的软起动过程。通常的做法是再串联一个p管qb，在软起动过程中，通过一个运放构成的反馈环路让qb工作在饱和区，限制启动过程的最大电流，从而实现安全的软启电。当vout电平接近两倍vin电平时，将qb的驱动电平拉到最大，使其工作在线性区(最小的导通电阻)，结束软启电开始正常工作。

传统方案的好处是直观，都是通用做法。还有一个好处是，由于两倍的vin电流相当于一倍的vout电流，所以由vin产生最高电平的方案比由vout产生最高电平的方案效率更高。

但是传统方案的缺点也很明显。首先，它的实现需要额外的两个电容和四个芯片管脚，这对于系统应用来说是很大的弊端，特别是手机等小体积应用场景。其次，由于需要串联qb管来实现软启动，既增加了芯片成本，同时在正常工作时qb产生了额外的热损耗，降低了电压转换效率。如果为了降低qb的导通电阻，采用另一个mos芯片，除了增加了系统成本，也还需要额外的两个管脚。最后，如果初始时vout就有负载，那么需要带载软启动，会在qb上产生大量的热损耗。为了确保qb的安全，限流值通常选择为最大压差时的安全电流。但是，随着vout电压提升，这个限流值就太保守了，此时芯片可以有更大的带载能力。

技术实现要素：

本发明的目的在于提供一种用于1：2反向电荷泵的软启电和驱动电路及其实现方法，主要解决现有电荷泵驱动电路需要串联qb管来实现软启动，既增加了芯片成本，同时在正常工作时qb产生了额外的热损耗，降低了电压转换效率的问题。

为实现上述目的，本发明采用的技术方案如下：

一种用于1：2反向电荷泵的软启电和驱动电路，包括均与电荷泵芯片的vout引脚相连的分压电阻rf1、mos管开关s和钳压电路a3，均与电荷泵芯片的bt引脚相连的钳压电路a1、钳压电路a2，负极与分压电阻rf1相连的减法器sub，电压输入端与减法器sub的输出端相连的乘法器mul，反相输入端与乘法器mul的输出端相连且输出端与乘法器mul的电流输入端相连的运算放大器op，与减法器sub的负极相连的电阻rf2，与运算放大器op的输出端和电阻rf2另一端均相连的钳压电路a4，连接于钳压电路a3与电荷泵电路中的nmos管q3的栅极g之间的开关s1，与钳压电路a4相连的开关s2，栅极g和漏极d均与开关s2相连且源极s与电阻rf2相连的nmos管q，与电荷泵芯片上的nmos管q3、nmos管q4均相连的无源限流电路，以及连接于电荷泵芯片的bt引脚和cfh引脚之间的片外电容cbt；其中，mos管开关s与电荷泵芯片的bt引脚相连，运算放大器op的正向输入端连接参考电压p_ref，减法器sub的正极与电荷泵芯片的vin引脚相连，钳压电路a1、a2、a3、a4的另一端分别对应连接nmos管q1、q2、q3、q4的栅极g。

进一步地，所述钳压电路a1包括漏极d与电荷泵芯片的bt引脚相连的nmos钳压管q_clamp1，正极与nmos钳压管q_clamp1的栅极g相连的寄生二极管d1，以及正相输入端与nmos钳压管q_clamp1的源极s相连且负相输入端与二极管d1的负极相连的输入缓冲器buf1；其中，输入缓冲器buf1的输出端与电荷泵芯片上的nmos管q1的栅极g相连。

进一步地，所述钳压电路a2、钳压电路a3与钳压电路a1的电路结构相同；其中，输入缓冲器buf2、buf3的输出端分别对应与电荷泵芯片上的nmos管q2、q3的栅极g相连。

进一步地，所述钳压电路a4包括漏极d与电荷泵芯片的vin引脚相连的nmos钳压管q_clamp4，正极与nmos钳压管q_clamp4的栅极g相连的寄生二极管d4，与nmos钳压管q_clamp4的源极s均相连的电流源is1、开关s3，正相输入端与开关s3另一端相连且负相输入端与二极管d1的负极相连的输入缓冲器buf4；其中，寄生二极管d4的负极与电阻rf2相连，电流源is1还与运算放大器op的输出端和输入缓冲器buf4相连。

进一步地，所述无源限流电路包括源极s与电荷泵芯片的nmos管q3的漏极d和nmos管q2的源极s相连的pmos管q3b，源极s与pmos管q3b的源极s相连且栅极g与pmos管q3b的栅极g相连的pmos管q3c，输出端与pmos管q3c的栅极g、源极s均相连的输入缓冲器buf5，与输入缓冲器buf5的负相输入端相连的电流源is2，源极s与电流源is2相连且漏极d与nmos管q的源极s相连的nmos钳压管q_clamp5，以及一端与电荷泵芯片的vin引脚相连的且另一端与nmos钳压管q_clamp5的栅极g相连的寄生二极管d5；其中，pmos管q3b、pmos管q3c的源极s均与电荷泵芯片的vin引脚相连，电流源is2还与运算放大器op的输出端相连。

本发明还提供了一种用于1：2反向电荷泵的软启电和驱动电路的实现方法，采用了上述用于1：2反向电荷泵的软启电和驱动电路，包括如下步骤：

(1)始终关断nmos管q1、q2、q3，使开关s2保持导通，开关s1、s3保持关断；vin电源使nmos管q4和pmos管q3b被正常驱动；

(2)利用nmos管q1、q2本身具有的体二极管为cout/cfly/cbt电容充电，减去体二极管的压降得到最终的稳态电压，并使pmos管q3b和nmos管q4工作在饱和区以限制导通电流；

(3)整个电路进入稳态，nmos管q1、q2、q3的驱动电路正常工作，nmos管q1和nmos管q2正常导通，nmos管q3保持关断，稳态破坏；

(4)pmos管q3b和nmos管q4保持电流镜限流，nmos管q1、q2分别与pmos管q3b和nmos管q4同相位导通和关断；

(5)整个电路再次进入稳态，vout电压、cfly电容电压和cbt电容电压的空载稳态值分别为2*vin、vin和vin，软启电过程结束，电荷泵芯片正常反向1:2导通。

与现有技术相比，本发明具有以下有益效果：

(1)本发明通过利用pmos管q3b和nmos管q4做电流镜限流，不需要额外串联qb管来实现软启动，降低了芯片成本，同时避免了qb管工作时产生的热损耗，提高了电压转换效率。

(2)本发明将pmos管q3b和nmos管q4的限流值与(vin-vout/2)乘积作为负反馈量，与一个参考p_ref做积分来控制q3b和q4的限流值，从而确保q3b和q4的限流值为满足芯片热损耗小于p_ref前提下的最大值，也即具有最大带载能力。

附图说明

图1为电荷泵的电路示意图。

图2为现有技术电荷泵的驱动电路的电路原理图。

图3为本发明的驱动电路的电路原理图。

图4为本发明的驱动电路在稳态工作时各主要节点电压示意图。

图5为本发明的驱动电路的带载软启动过程示意图。

具体实施方式

下面结合附图说明和实施例对本发明作进一步说明，本发明的方式包括但不仅限于以下实施例。

实施例

如图3所示，本发明公开的一种用于1：2反向电荷泵的软启电和驱动电路，包括均与电荷泵芯片的vout引脚相连的分压电阻rf1、mos管开关s和钳压电路a3，均与电荷泵芯片的bt引脚相连的钳压电路a1、钳压电路a2，负极与分压电阻rf1相连的减法器sub，电压输入端与减法器sub的输出端相连的乘法器mul，反相输入端与乘法器mul的输出端相连且输出端与乘法器mul的电流输入端相连的运算放大器op，与减法器sub的负极相连的电阻rf2，与运算放大器op1的输出端和电阻rf2另一端均相连的钳压电路a4，连接于钳压电路a3与电荷泵电路中的nmos管q3的栅极g之间的开关s1，与钳压电路a4相连的开关s2，栅极g和漏极d均与开关s2相连且源极s与电阻rf2相连的nmos管q，与电荷泵芯片上的nmos管q3、nmos管q4均相连的无源限流电路，以及连接于电荷泵芯片的bt引脚和cfh引脚之间的片外电容cbt；其中，mos管开关s与电荷泵芯片的bt引脚相连，运算放大器op的正向输入端连接参考电压p_ref，减法器sub的正极与电荷泵芯片的vin引脚相连，钳压电路a1、a2、a3、a4的另一端分别对应连接nmos管q1、q2、q3、q4的栅极g。

所述钳压电路a1包括漏极d与电荷泵芯片的bt引脚相连的nmos钳压管q_clamp1，正极与nmos钳压管q_clamp1的栅极g相连的寄生二极管d1，以及正相输入端与nmos钳压管q_clamp1的源极s相连且负相输入端与二极管d1的负极相连的输入缓冲器buf1。其中，输入缓冲器buf1的输出端与电荷泵芯片上的nmos管q1的栅极g相连。并且，所述钳压电路a2、钳压电路a3与钳压电路a1的电路结构相同；其中，输入缓冲器buf2、op3的输出端分别对应与电荷泵芯片上的nmos管q2、q3的栅极g相连。

所述钳压电路a4包括漏极d与电荷泵芯片的vin引脚相连的nmos钳压管q_clamp4，正极与nmos钳压管q_clamp4的栅极g相连的寄生二极管d4，与nmos钳压管q_clamp4的源极s均相连的电流源is1、开关s3，正相输入端与开关s3另一端相连且负相输入端与二极管d1的负极相连的输入缓冲器buf4；其中，寄生二极管d4的负极与电阻rf2相连，电流源is1还与运算放大器op的输出端和输入缓冲器buf4相连。

所述无源限流电路包括源极s与电荷泵芯片的nmos管q3的漏极d和nmos管q2的源极s相连的pmos管q3b，源极s与pmos管q3b的源极s相连且栅极g与pmos管q3b的栅极g相连的pmos管q3c，输出端与pmos管q3c的栅极g、源极s均相连的输入缓冲器buf5，与输入缓冲器buf5的负相输入端相连的电流源is2，源极s与电流源is2相连且漏极d与nmos管q的源极s相连的nmos钳压管q_clamp5，以及一端与电荷泵芯片的vin引脚相连的且另一端与nmos钳压管q_clamp5的栅极g相连的寄生二极管d5；其中，pmos管q3b、pmos管q3c的源极s均与电荷泵芯片的vin引脚相连，电流源is2还与运算放大器op的输出端相连。

在稳态时，片外电容cbt的平均电压为vout-vin≈vin，只要cbt容值足够大，bt节点的纹波可以忽略不计。当nmos管q2、q4导通时，电容cfh和cfl电压分别为vin和gnd，bt节点电压为vout；nmos管q1、q2、q3都可以从bt节点获得足够高的电压来驱动功率管，如果电压太高就需要的钳压管q_clamp钳压；同时，片外电容cbt在这个相位内补充电荷。当nmos管q1、q3导通时，cfh和cfl电压分别为vout和vin,由于片外cbt电压保持不变，bt节点被顶到2*vout-vin≈3*vin电压；nmos管q1、q2、q3同样可以从bt节点获得足够高的电压来驱动功率管，如果电压太高需要图钳压管q_clamp钳压；同时，片外电容cbt在为nmos管q1、q2、q3驱动电路供电时释放电荷。

并且，电路泵在软启动过程中分为两个阶段。初始时，vout电压被nmos管q1和q2管的自身的体二极管钳位在不低于vin-2*vdiode的电压，cfly和cbt上的电压不确定，nmos管q1、q2、q3的驱动电路不能保证工作。同时，在软启动的两个阶段，图3中的s2保持导通，s1、s3保持关断。

如图4所示，在第一个阶段，始终关断nmos管q1、q2、q3。由于存在vin电源，所以nmos管q4和pmos管q3b可以被正常驱动。交替导通pmos管q3b和nmos管q4，虽然nmos管q1和q2关断，但是利用他们的体二极管仍可以为cout、cfly、cbt电容充电，只是最终的稳态电压要减去体二极管的压降，vout电压、cfly电容电压和cbt电容电压的空载稳态值为2*(vin-v_diode)、vin-vdiode和vin-2*vdiode。此外还需要注意的是，这个阶段需要使pmos管q3b和nmos管q4工作在饱和区以限制导通电流。通过无源限流电路对pmos管q3b和nmos管q4做电流镜限流来实现。

当第一阶段进入稳态时，nmos管q1、q2、q3的驱动电路都可以正常工作，随后进入第二阶段。在第二阶段，nmos管q3保持关断，pmos管q3b和nmos管q4保持电流镜限流，nmos管q1和q2分别与pmos管q3b和nmos管q4同相位导通和关断。由于nmos管q1和q2可以正常导通，所以不再存在体二极管压降。当第二阶段进入稳态时，vout电压、cfly电容电压和cbt电容电压的空载稳态值分别为2*vin、vin和vin，软启电过程结束，芯片可以正常反向1:2导通。

此外，如图5所示，在启动过程中，vout会有负载，所以需要电荷泵具有一定的带载能力，对于本实施例就是要求pmos管q3b和nmos管q4的限流值要大于两倍vout负载：

ilim_q3b＝ilim_q4>2*i_vout(1)

实际中，pmos管q3b和nmos管q4的限流值不能设的太大，否则会在芯片上产生太多的热损耗，从而触发芯片热保护甚至烧坏芯片。热损耗可以由如下公式计算：

ploss＝(2*vin-vout)*iout(2)

利用环境温度tambient，芯片的热阻rthermal，芯片的温度tdie便可以确定：

tdie＝tambient+rthermal*ploss(3)

通常环境温度固定，由芯片允许的最高安全温度可以确定最大的热损耗ploss，ploss是一个固定值。所以，随着vout电压的升高，允许的iout可以变大。所以pmos管q3b和nmos管q4的最佳限流值是：

ilim_max＝2*ploss_max/(2*vin-vout)＝2*(tdie_max-tambient)/(rthermal*(2*vin-vout))(4)

本发明通过利用pmos管q3b和nmos管q4做电流镜限流，不需要额外串联qb管来实现软启动，降低了芯片成本，同时避免了qb管工作时产生的热损耗，提高了电压转换效率。同时，本发明将pmos管q3b和nmos管q4的限流值与(vin-vout/2)乘积作为负反馈量，与一个参考p_ref做积分来控制q3b和q4的限流值，从而确保q3b和q4的限流值为满足芯片热损耗小于p_ref前提下的最大值，也即具有最大带载能力。因此，具有很高的使用价值和推广价值。

上述实施例仅为本发明的优选实施方式之一，不应当用于限制本发明的保护范围，但凡在本发明的主体设计思想和精神上作出的毫无实质意义的改动或润色，其所解决的技术问题仍然与本发明一致的，均应当包含在本发明的保护范围之内。