一种基于滑模控制的智能手套机针筒电机与机头电机的同步控制方法与流程

本申请属于运动控制技术领域，具体涉及一种基于滑模控制的智能手套机针筒电机与机头电机的同步控制方法。

背景技术：

近年来，全自动手套机得到了广泛应用，采用多个电机单元代替齿轮结构的新型智能手套机成为新的发展方向。

智能手套机的选针功能主要是通过针筒销将选针鸟片顶起，从而选中与选针鸟片间接相连的织针。现有的智能手套机是在机头快速运动到设定的位置时，通过针筒电机驱动针筒从而选中织针，由于顶起选针鸟片会使针筒电机负载突变，同时机头电机的负载变动、参数变化等不确定因素会导致两个电机运动无法同步，可能会造成手套机机械碰撞损坏机器，特别是在机头与针筒电机高速运动且加减速频繁的情况下。因此，迫切需要一种同步运动控制方法来提升针筒电机与机头电机的运动一致性。

技术实现要素：

本申请的目的在于提供一种基于滑模控制的智能手套机针筒电机与机头电机的同步控制方法，能够有效控制针筒电机和机头电机同步运动，提升智能手套机的机械稳定性，降低故障率。

为实现上述目的，本申请所采取的技术方案为：

一种基于滑模控制的智能手套机针筒电机与机头电机的同步控制方法，用于控制智能手套机的针筒电机和机头电机同步运动，所述针筒电机和机头电机两者中一者作为主电机、另一者作为从电机，所述基于滑模控制的智能手套机针筒电机与机头电机的同步控制方法，包括：

步骤1：获取主电机和从电机两者的实际位置差值的绝对值|x|；

步骤2：若实际位置差值的绝对值|x|与预设位置差值的绝对值|xref|相等，则采用速度跟踪控制器控制所述从电机正常运行；否则计算实际位置差值的绝对值|x|与预设位置差值的绝对值|xref|两者的差值得到位置误差ex；

步骤3：根据位置误差ex和预设位置差值的绝对值|xref|计算得到角速度给定值ωref；

步骤4：获取所述从电机的实际角速度ω，将实际角速度ω和角速度给定值ωref的差值作为滑膜控制器的输入值，得到滑膜控制器的输出值用于控制所述从电机的转速，保持主电机和从电机的同步；

所述滑膜控制器的构建，包括：

a、选取状态变量：

其中，x1、x2为状态变量，ωref为角速度给定值，为电机实际角速度ω的一阶导数，为状态变量x1的一阶导数；

b、对所述状态变量求导：

其中，j为转动惯量，pn为电机的极对数，ψf为电机中永磁体与定子交链的磁链，tl为负载转矩，为实际角速度ω的二阶导数，为状态变量x2的一阶导数，为电流iq的一阶导数，iq为电机的q轴电流；

c、定义参数参数得到标准的状态方程表达式为：

d、由滑模控制的原理选取的积分滑模面s为：

s＝cx1+x2

其中，c为预设的正数，并对积分滑模面s求导后得：

e、令混合趋近律的数学模型如下：

其中，参数k1>0，s为积分滑膜面，0<α<1，参数k2>0，x1为状态变量，f(x)为连续函数，且连续函数f(x)的表达式为：

其中，参数δ>0，e为自然对数的底数；

f、根据积分滑模面s求导后的公式、混合趋近律的数学模型以及连续函数f(x)的表达式，可得滑膜控制器的表达式为：

g、得到电机的q轴电流iq为：

其中，t为采样时间。

作为优选，所述主电机和从电机均采用零d轴电流控制策略；

根据所述零d轴电流控制策略可得电机d-p轴的电压基本方程为：

其中，ud、uq分别为d、q轴电压，id、iq分别为d、q轴电流，ld、lq分别为d、q轴电感，ψf为电机中永磁体与定子交链的磁链，rs为电机的定子电阻，ωe为电机的转子的电角速度；

由于采用零d轴电流控制策略，则令定子电流在d轴上的分量id保持为零，电机的定子电流全部转化为转矩电流，则转矩方程为：

te＝1.5pnψfiq

则电机运动方程为：

其中，te为电磁转矩，pn为电机的极对数，ωn为机械角速度，j为转动惯量，b为粘滞系数，tl为负载转矩。

作为优选，所述获取主电机和从电机两者的实际位置差值的绝对值|x|，包括：

获取所述主电机的编码器上传的第一数值，获取所述从电机的编码器上传的第二数值，计算所述第一数值和第二数值的差值，并取该差值的绝对值作为实际位置差值的绝对值|x|。

作为优选，所述根据位置误差ex和预设位置差值的绝对值|xref|计算得到角速度给定值ωref，包括：

将位置误差ex经过比例增益后与所述预设位置差值的绝对值|xref|相加作为角速度给定值ωref。

本申请提供的基于滑模控制的智能手套机针筒电机与机头电机的同步控制方法，与现有技术相比具有以下有益效果：

1、机头电机与针筒电机位置同步运行后，解决了现有智能手套机针筒顶针时针筒电机负载突变造成过载与机械碰撞的问题，提升智能手套机的机械稳定性，大大提高编制的手套质量。

2、同步运动控制器采用滑模控制算法，对系统的扰动具有很强的鲁棒性。

3、相比于传统的pid控制，滑模控制响应速度更快，抗干扰能力更强。

4、相比于单一趋近律的滑模控制器，本申请提供的滑膜控制器既能保证系统到达稳态的时间短，又能削弱系统的抖振。

附图说明

图1为本申请的基于滑膜控制的电机同步控制方法的流程框图；

图2为本申请的主电机和从电机的控制原理图；

图3为本申请的滑膜控制器的输入输出框图；

图4为本申请的一种滑膜面与滑膜控制轨迹的实施例示意图。

具体实施方式

下面将结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅是本申请一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本申请中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本申请保护的范围。

除非另有定义，本文所使用的所有的技术和科学术语与属于本申请的技术领域的技术人员通常理解的含义相同。本文中在本申请的说明书中所使用的术语只是为了描述具体的实施例的目的，不是在于限制本申请。

如图1所示，其中一个实施例中提供一种基于滑模控制的智能手套机针筒电机与机头电机的同步控制方法，用于控制智能手套机的针筒电机和机头电机同步运动，以解决智能手套机因负载变化出现机械碰撞的问题。

需要说明的是，本实施例提供的电机同步控制方法针对智能手套机设计，但其应用场景不局限于智能手套机，在需要控制两个电机同步运行的场合均适用，故为了保证方法的普适性，本实施例中将针筒电机和机头电机两者中一者作为主电机、另一者作为从电机，以主、从电机的关系进行阐述，以便于该方法应用在其他场合。

随着电机的发展，目前许多电机均采用永磁同步电机，本实施例中主电机和从电机采用永磁同步电机，并且主电机和从电机均采用零d轴电流控制策略，因此确定主、从电机的数学模型的过程如下：

根据所述零d轴电流控制策略可得电机d-p轴的电压基本方程为：

其中，ud、uq分别为d、q轴电压，id、iq分别为d、q轴电流，ld、lq分别为d、q轴电感，ψf为电机中永磁体与定子交链的磁链，rs为电机的定子电阻，ωe为电机的转子的电角速度。

由于采用零d轴电流控制策略，则令定子电流在d轴上的分量id保持为零，电机的定子电流全部转化为转矩电流，则转矩方程为：

te＝1.5pnψfiq(2)

则电机运动方程为：

其中，te为电磁转矩，pn为电机的极对数，ωn为机械角速度，j为转动惯量，b为粘滞系数，tl为负载转矩。

根据转矩方程和电机运动方程可知，电机定子电枢上的电流iq将全部转化为转矩电流，从而改变电磁推力，改变电机转速。

具体的，本实施例的基于滑模控制的智能手套机针筒电机与机头电机的同步控制方法，包括：

步骤1：获取主电机和从电机两者的实际位置差值的绝对值|x|。

如图2所示，本实施例设置主电机为正常运行控制，即控制器根据控制策略输出控制信号经d/a转换器转换后输出至伺服器，通过伺服器控制主电机的运动，并通过编码器获取主电机的运动信息；将从电机设置为调节电机，从单电机调节作为切入点，简化了调节方法。

要确定位置差值，最为直接反映位置状态的为与电机相连的编码器，故在一个实施例中，获取实际位置差值包括：获取所述主电机的编码器上传的第一数值，获取所述从电机的编码器上传的第二数值，计算所述第一数值和第二数值的差值，并取该差值的绝对值作为实际位置差值的绝对值|x|。

该方法简单且获取到的实际位置差值的绝对值|x|准确性高。

步骤2：若实际位置差值的绝对值|x|与预设位置差值的绝对值|xref|相等，则采用速度跟踪控制器控制从电机正常运行；否则计算实际位置差值的绝对值|x|与预设位置差值的绝对值|xref|两者的差值得到位置误差ex。

在对从电机进行调节时，以主电机的位置为目标进行位置调整，即当主、从电机同步运行时，采用速度跟踪控制器保持从电机正常运行；当主、从电机不同步运行时，从电机由滑膜控制器输出控制信号经d/a转换器转换后输出至变频器，通过变频器控制主电机的运动，并通过编码器获取主电机的运动信息，并且采用速度传感器获取从电机的速度。预设位置差值的绝对值|xref|根据不同的需求进行调整，例如预设位置差值的绝对值|xref|为当前智能手套机的针筒电机和机头电机的最佳位置差值的绝对值，该差值由智能手套机的结构决定。

步骤3：根据位置误差ex和预设位置差值的绝对值|xref|计算得到角速度给定值ωref。

如图3所示，本实施例将位置误差ex经过比例增益后与所述预设位置差值的绝对值|xref|相加作为角速度给定值ωref，比例增益的系数越大调节的速度相应越快，但是不能将比例增益提高到超出机械系统固有振动数的范围，以避免电机超负荷运行而损坏。

本实施例采用根据主、从电机的位置差值计算得到从电机的当前角速度给定值，而并非采用固定的角速度给定值对从电机进行调整，本实施例的调整方式以调节主、从电机位置同步出发，采用更加直接方式，即两者的位置差值为切入点，将位置误差换算为角速度，实现从电机的调整，调整过程更具针对性，并且有效减轻了调节震荡的现象，能够较快的纠正从电机的位置。

步骤4：获取所述从电机的实际角速度ω，将实际角速度ω和角速度给定值ωref的差值作为滑膜控制器的输入值，得到滑膜控制器的输出值用于控制所述从电机的转速，保持主电机和从电机的同步。

具体的滑膜控制器的构建，包括：

a、选取状态变量：

其中，x1、x2为状态变量，ωref为角速度给定值，为电机的实际角速度ω的一阶导数，为状态变量x1的一阶导数；

b、为了便于对滑膜控制器的设计，需要对模型进行简化，故不考虑粘滞系数b，对所述状态变量求导：

其中，j为转动惯量，pn为电机的极对数，ψf为电机中永磁体与定子交链的磁链，tl为负载转矩，为实际角速度ω的二阶导数，为状态变量x2的一阶导数，为电流iq的一阶导数，iq为电机的q轴电流。

c、在公式(5)的基础上，定义参数参数得到标准的状态方程表达式为：

d、由滑模控制的原理选取的积分滑模面s为：

s＝cx1+x2(7)

其中，c为预设的正数，通常为一给定的正数，并对积分滑模面s求导后得：

e、由于滑模控制可能存在抖振现象从而会造成扰动，所以滑模控制引入了趋近律，常见的趋近律有指数趋近律、幂次趋近律和等速趋近律，本实施例提出了一种混合趋近律，克服了单个趋近律存在的缺点。当|s|较大时，滑模趋近速度快；当|s|较小时，趋近速度慢，因此可以使系统在削弱抖振的同时加快到达滑模面的时间。令混合趋近律的数学模型如下：

其中，参数k1>0，s为积分滑膜面，0<α<1，参数k2>0，x1为状态变量，f(x)为连续函数，连续函数f(x)是替代幂次趋近律中的开关函数，且连续函数f(x)的表达式为：

其中，参数δ>0，e为自然对数的底数；

f、根据积分滑模面s求导后的公式(8)、混合趋近律的数学模型公式(9)以及连续函数f(x)的表达式公式(10)，可得滑膜控制器的表达式为：

g、得到电机的q轴电流iq为：

其中，t为采样时间。

上述公式中，x1作为输入的变量，即计算得到的实际角速度ω和角速度给定值ωref的差值。由滑模的可达性条件在控制器作用下，系统快速趋于稳定。

经实验表明，基于新型混合趋近律的滑模变结构控制器将pmsm的升速时延降低了一半，速度误差也减小了一半，即能够使系统同时具有快速性和强鲁棒性，且无超调，有效改善了滑膜控制器的动态品质，方便工程应用，实用价值较高。

如图4所示为滑模面(即滑膜切换面)与滑模控制下的控制轨迹，根据图示可知系统变量能快速达到平衡点位置。滑模控制器的输出为电机电流环的输入，因为电机转矩te只与iq成正比，当有扰动时，根据滑模控制器设计思想，实时计算主电机与从电机的位置误差，作为滑模控制器的给定输入，并快速计算滑模控制器的输出值，输出q轴电流指令改变电磁推力fe，进而改变从电机转速，实现主电机与从电机同步运动控制。当位置误差ex较大时，由图4运动轨迹可知系统变量快速向平衡位置趋近；当位置误差较小时，由运动轨迹可知趋近速度变慢，防止造成抖振现象。

以上所述实施例的各技术特征可以进行任意的组合，为使描述简洁，未对上述实施例中的各技术特征所有可能的组合都进行描述，然而，只要这些技术特征的组合不存在矛盾，都应当认为是本说明书记载的范围。

以上所述实施例仅表达了本申请的几种实施方式，其描述较为具体和详细，但并不能因此而理解为对发明专利范围的限制。应当指出的是，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本申请构思的前提下，还可以做出若干变形和改进，这些都属于本申请的保护范围。因此，本申请专利的保护范围应以所附权利要求为准。