一种基于磁集成的高升压比软开关DC/DC变换器的制作方法

本发明涉及dc/dc变换器技术领域，是一种基于磁集成的高升压比软开关dc/dc变换器。

背景技术：

随着全球经济的发展与进步，能源问题成为每一个国家发展的命脉所在。传统的化石能源带来的污染问题以及地球上不可再生资源的日益衰竭为新型绿色可再生能源的开发提出了严峻的要求。风力和太阳能由于其自身来源广泛，且具有无污染等优点，在目前的发电系统中占据了越来越大的比例。目前光伏发电在并网过程中主要有以下几个难点：

1、常规光伏电池(pv)的输出电压只有12～40v，并网所需的直流母线电压需要达到380～400v，传统多个pv模块串联的方式具有很大的可靠性问题，目前亟需能够实现高升压比的dc/dc拓扑结构；

2、光伏相关设备的小型化发展趋势对于系统向高频化发展提出了要求。对于开关变换器而言，提升开关频率有助于减小系统中磁性元件的体积，增大功率密度。然而高频应用场合下，工作于硬开关状态下的开关器件存在很严重的损耗问题，一方面不利于系统效率，另一方面对于器件寿命以及系统可靠性均造成了影响。

3、磁性元器件的大小决定着变换器体积的大小，对系统的功率密度等性能具有很大的影响，所以如何减小磁性元件的体积，实现变换器的小型化也是需要解决的主要问题。

技术实现要素：

本发明为解决现有变换器损耗严重的问题，本发明提供了一种基于磁集成的高升压比软开关dc/dc变换器，本发明提供了以下技术方案：

一种基于磁集成的高升压比软开关dc/dc变换器，包括采样电路、控制芯片、驱动电路、倍压单元ⅰ、倍压单元ⅱ、电压源vin、电感l1、电容cs1、开关管q1、二极管dp、电容cp、变压器t、电容cs2、二极管dm2、二极管do、输出电容co和负载电阻r,变压器t包括原边电感l3p和副边电感l3s；

所述倍压单元ⅱ包括开关管q2、电容cq、电感l2和二极管dq,二极管dq和电容cq并联在开关管q2两端；所述倍压单元ⅰ包括二极管dm1和电容cm；

所述电压源vin的正极连接电感l1的一端，电感l1的另一端连接电容cs1和开关管q1的一端，电容cs1的另一端连接原边电感l3p的一端，原边电感l3p的另一端连接二极管dm1的一端，二极管dm1的另一端连接开关管q1的一端，开关管q1的另一端连接电压源vin的负极；

二极管dm1的一端连接电容cm和二极管dm2的一端，二极管dm2的一端连接副边电感l3s的一端，副边电感l3s的另一端连接电容cs2的一端，电容cs2的另一端连接二极管dm2的另一端，电容cs2的另一端连接二极管do的一端，二极管do的另一端连接输出电容co的一端，输出电容co的另一端连接电容cm的另一端，负载电阻r并联在输出电容co的两端；

电压源vin的负极连接电感l2的一端，电感l2的另一端连接开关管q2的一端和电容cm的另一端，开关管q2的另一端连接电感l1的一端；

所述二极管do的另一端连接采样电路的一端，采样电路的另一端连接控制芯片的一端，控制芯片的另一端连接驱动电路，驱动电路控制连接开关管q1和q2，二极管dp和电容cp并联在开关管q1两端。

优选地，所述变换器中电感均为平面电感，所述变换器中电感电容均为贴片电容。

优选地，所述电感l1和l2工作于连续模式。

优选地，所述电容cq、电感l1、电感l2和原边电感l3p组成谐振网络。

优选地，所述二极管do工作于dcm模式。

优选地，所述电感l1和电感l2采用e型磁芯磁集成。

本发明具有以下有益效果：

本发明采用贴片电容、平面电感和磁集成技术的使用有效减小了系统体积，提升功率密度。另外，谐振电容的使用可以保证开关管工作于软开关状态下，降低了开关管损耗，提升系统效率。

本发明的modifiedsepic拓扑结构可以实现较高升压比，可以满足光伏电池输出36v–并网直流母线电压380v的需求，且电路结构稳定，抗干扰能力强，保证恒压输出。

附图说明

图1是基于modifiedsepic软开关的高升压比dc/dc变换器拓扑电路图；

图2是基于modifiedsepic软开关的高升压比dc/dc变换器模态图；

图3是基于modifiedsepic软开关的高升压比dc/dc变换器波形图；

图4是集成电感结构图；

图5是集成电感等效磁路图；

图6是开关管的电压和电流波形图；

图7是驱动电路原理图。

具体实施方式

以下结合具体实施例，对本发明进行了详细说明。

具体实施例一：

按照图1所示，本发明提供一种基于磁集成的高升压比软开关dc/dc变换器，一种基于磁集成的高升压比软开关dc/dc变换器，包括采样电路、控制芯片、驱动电路、倍压单元ⅰ、倍压单元ⅱ、电压源vin、电感l1、电容cs1、开关管q1、二极管dp、电容cp、变压器t、电容cs2、二极管dm2、二极管do、输出电容co和负载电阻r,变压器t包括原边电感l3p和副边电感l3s；

所述倍压单元ⅱ包括开关管q2、电容cq、电感l2和二极管dq,二极管dq和电容cq并联在开关管q2两端；所述倍压单元ⅰ包括二极管dm1和电容cm；

所述电压源vin的正极连接电感l1的一端，电感l1的另一端连接电容cs1和开关管q1的一端，电容cs1的另一端连接原边电感l3p的一端，原边电感l3p的另一端连接二极管dm1的一端，二极管dm1的另一端连接开关管q1的一端，开关管q1的另一端连接电压源vin的负极；

二极管dm1的一端连接电容cm和二极管dm2的一端，二极管dm2的一端连接副边电感l3s的一端，副边电感l3s的另一端连接电容cs2的一端，电容cs2的另一端连接二极管dm2的另一端，电容cs2的另一端连接二极管do的一端，二极管do的另一端连接输出电容co的一端，输出电容co的另一端连接电容cm的另一端，负载电阻r并联在输出电容co的两端；

电压源vin的负极连接电感l2的一端，电感l2的另一端连接开关管q2的一端和电容cm的另一端，开关管q2的另一端连接电感l1的一端；

所述二极管do的另一端连接采样电路的一端，采样电路的另一端连接控制芯片的一端，控制芯片的另一端连接驱动电路，驱动电路控制连接开关管q1和q2，二极管dp和电容cp并联在开关管q1两端。

二极管dq为开关管q2的体二极管，二极管dq和电容cq并联在开关管q2的两端；二极管dp为开关管q1的体二极管，二极管dp和电容cp并联在开关管q1的两端；二极管dm1和电容cm构成了倍压单元；二极管dm2和电容cs2构成了变压器二次侧的吸收电路；二极管dm1与二极管dm2工作模态一致；开关管并联电容cq和电感l1、l2以及变压器原边l3p组成谐振网络，其中cq代表了开关管的寄生电容和附加电容器的总和；为了实现zvs，流过二极管do的电流应在下一周期的驱动信号到来前归零；电感l1、l2工作于连续模式，有利于减小输入电流脉动；电容cm和cs1,cs2均足够大，可以保证在整个开关周期内，电容两端电压恒定；电容co是输出稳压电容。该拓扑结构的工作模态主要有以下7个阶段：

根据图2所示，模态model1时(t0-t1)：由于在t0之前，体二极管先导通，因此t0时刻，两个开关管可以同时零电压开通，l1、l2通过电源充电，变压器原边l3p通过vin-q2-l3p-q1-gnd的路径充电，副边l3s通过l3s-dm2-cs2的路径续流放电，输出电容co向负载放电。

模态model2时(t1-t2)：t1时刻，变压器副边电流减小到零，电感继续充电，l3p电流线性上升。当开关管关断信号来临时，此模态结束。

将以上两个模态统称为开关管导通阶段，记为td＝t2-t0＝d·ts，其中d为占空比，ts＝1/fs为开关周期，fs为开关频率。

模态model3时(t2-t3)：q1、q2同时断开后，电容cq开始充电，开关管两端的电压应力从0开始逐渐增加。随着cq两端电压逐渐上升，电感上的电压逐渐减小后反向增大，il3s正向增大，为输出侧二极管do的导通提供了条件。另一方面，由于电容cq容值很小，因此充电时间tr1很短，记为tr1＝t2-t3＝dr1·ts。当cq两端电压增加到时，充电完成，该模态结束。

模态model4时(t3-t4)：并联电容两端电压的上升为二极管dm1提供了导通条件。因此，l1和l2中的能量开始通过dm1传输到cm，同时三个电容中的能量均通过do传输给输出电容co。l3两端电压应力比l1和l2更高，因此其电流波动较大，在此阶段结束时，il3已经降到0以下。在此模态下，流过二极管do的电流呈线性增大，idm1线性减小，直到idm1减小为零时，此模态结束，持续时间为tδ1。

模态model5时(t4-t5)：此时，二极管dm1关断，因此变压器原边电流il3p＝il，do电流同样随之线性减小，该模态持续的时间为tδ2，直至ido减小为零时，此模态结束。

在模态model4和model5中，输出二极管do始终处于导通状态，因此t3～t5的时间内，均有能量被传递到负载侧，将这两个阶段统称为向负载能量传递阶段，记作tδ＝t5-t3＝dδ·ts。

模态model6时(t5-t6)：此时，二极管dm1,dm2和do均关断。两并联电容cq和电容cp分别通过图中的两条回路与电感l1,l2、l3p进行谐振，在此阶段中，根据流过电感、电容的电流，可以视为两个电容分别与一个等效电感进行谐振。

因为电路中引入了并联电容cq和电容cp，实现了开关管的零电压导通，减少了开关管的开关损耗。根据200w下变换器的仿真结果，其在额定情况下可以实现380v的电压输出。流过开关管的电流波形和开光管两端的电压波形如图6所示

根据图3中电感l1和l2两端电压波形，利用伏秒平衡原理，可以推导出软开关条件下该拓扑结构的传递函数为公式(1)。

其中mdcm为电路的升压比，n为变压器t的变比，由此看出该系统可以通过调节占空比d来调节电路输出，然而该方法不能保证软开关的实现，因此为了在调节过程中始终保持零电压开通，应配合使用开关频率调节的方法实现闭环控制。

如图3所示，其中，vgs.q1,2为开关管驱动电压，vds.q1,2为开关管电压应力，ids.q1,2为开关管电流应力，idm为二极管dm1电流，ido为二极管do电流，icq为谐振电容cq电流，il1,2为电感l1,2电流，vl1,2为电感l1,2电压。

根据图4所示，由于上述变换器中有两个电感，为了减少磁性元件的数目，进一步提高功率密度，本发明采用磁集成的方案将两个电感集成到一个磁芯中，与传统的离散方案相比，大大减小了磁芯的尺寸和铁损损耗。并且两个电感只在物理结构上耦合在同一磁芯，在磁路上是解耦的。采用ei型磁芯，结构如图4所示。两组绕组分别为于磁芯两侧的磁柱，且中间的磁柱是没有气隙的。绕组匝数分别为n1和n2，l1和l2代表电感值的大小，φ1i,φ2i和φci两侧磁柱和中柱的磁通。l1和l2的电流反向，因此φ1i和φ2i相互抵消。

根据图5所示，集成电感方案等效磁路图5所示。其中rci是中间磁柱的磁导勉强，r1i和r2i是两侧磁柱的磁导，包括气隙和磁轭部分，il1和il2是两个电感的电流。基于上述模型，两个绕组的电压可由式(2)表示。

同时，两个电感的电压还可以如式(3)所示。另外根据图5，可以得到式(4)。

结合以上三个表达式，电感l1、l2和互感m可以表示如下：

由于中间的磁柱没有气隙，磁阻比有气隙的两侧磁柱小得多，所以m可以近似为零。两个绕组产生的磁通通过中间的磁柱形成一个环形，它们之间基本上没有关联。因此，这种结构不仅减小了磁芯体积，而且减少了中间磁柱的磁通，同时不影响电感的正常工作。

对于1mhz的高频高升压比dc/dc变换器，平面电感和贴片电容的使用有效减小了系统体积，提升功率密度。另外，谐振电容的使用可以保证开关管工作于软开关状态下，降低了开关管损耗，提升系统效率。

modifiedsepic拓扑结构可以实现较高升压比，可以满足光伏电池输出36v–并网直流母线电压380v的需求，且电路结构稳定，抗干扰能力强，保证恒压输出。

采用磁集成技术将多个磁性元器件集成于同一磁芯上，保证原有工作状态不受影响，有效减小变换器的体积并降低磁性元件的损耗，提升变换器效率。

对于1mhz的高频dc/dc变换器，其开关管的驱动控制电路十分重要，切忌驱动信号延迟失真等问题的产生，故本实验中选择了si8271驱动芯片，并利用了转压芯片lm7805和b0509xt作为辅助电源，实现对开关管的通断控制。具体pcb电路原理图如7所示。

以上所述仅是一种基于磁集成的高升压比软开关dc/dc变换器的优选实施方式，一种基于磁集成的高升压比软开关dc/dc变换器的保护范围并不仅局限于上述实施例，凡属于该思路下的技术方案均属于本发明的保护范围。应当指出，对于本领域的技术人员来说，在不脱离本发明原理前提下的若干改进和变化，这些改进和变化也应视为本发明的保护范围。