一种基于反电势前馈型滑模观测器的永磁同步电机转子位置和速度估算方法与流程

本发明属于电机控制技术领域；具体涉及一种基于反电势前馈型滑模观测器的永磁同步电机转子位置和速度估算方法。

背景技术：

在低成本、使用环境差、空间要求苛刻等场合中，无位置传感器技术被广泛用于永磁同步电机控制系统中，以取代机械式位置传感器。永磁同步电机的反电势包含角度和速度信息，因此基于反电势估算的无位置传感器方法被广泛采用，这些方法包括滑模观测器、龙贝格观测器、自适应观测器、扩展卡尔曼滤波器等。其中，滑模观测器具有结构简单、鲁棒性好等优点，是一种较为常用的位置估算方法。但滑模观测器构建的滑模面切换函数通常采用符号函数单元，导致滑模面两侧趋近速度不对称，带来严重的抖振问题，影响位置和速度的估算精度。

技术实现要素：

针对现有技术的不足，本发明对现有滑模观测器进行改进，目的在于解决滑模面两侧趋近速度不对称造成的永磁同步电机滑模观测器的抖振问题，提高位置和速度估算精度。

本发明通过以下技术方案实现：

一种反电势前馈型滑模观测器，所述反电势前馈型滑模观测器包括电流观测状态器，比较器，符号函数单元，前馈反电势计算单元，带通滤波器和锁相环；

所述电流观测状态器与符号函数单元相连接，所述符号函数单元与前馈反电势计算单元、电流观测状态器和带通滤波器相连接，所述带通滤波器与锁相环相连接。

利用所述的一种基于反电势前馈型滑模观测器的永磁同步电机转子位置和速度估算方法，所述估算方法具体为，所述电流观测状态器的输入为αβ轴电压和αβ轴控制电压，所述电流观测状态器的输出为αβ轴电流观测值，所述αβ轴电流观测值与检测的电流值进行比较再经过符号函数单元后得到滑模控制开关量，所述滑模控制开关量与计算得到的实时反电势计算值求和获取αβ轴控制电压，所述αβ轴控制电压经过带通滤波器滤除噪声后得到两相正交观测反电势，再用锁相环进行解耦处理得到电机的位置与转速估算值。

进一步的，所述将符号函数单元得到的滑模控制开关量和两相正交反电势实时计算值求和得到αβ轴控制电压：

其中，ucα、ucβ分别为α和β轴控制电压；ecα、ecβ分别为α和β轴反电势计算值；zα、zβ为滑模控制开关量。

进一步的，所述zα、zβ为滑模控制开关量，可表示为：

其中，δiα、δiβ分别为α和β轴电流偏差，分别为α和β轴电流观测值，iα、iβ分别为α和β轴电流检测值；k为滑模增益系数，一般取k＞max(|eα|,|eβ|)；sgn()为符号函数单元；

上式中的两相正交反电势计算值按下式求取：

其中，为电机电角速度估算值；ψf为转子永磁磁链；为转子角度估算值。

进一步的，所述电流观测状态器采用如下形式：

通过上述得到的控制电压ucα、ucβ，进行带通滤波后获取反电势估算值，即：

由反电势估算值和获得位置和速度估算采用锁相环。

本发明的有益效果是：

本发明将现有滑模观测器符号函数单元输出的开关量直接作用于电流观测状态器改进为反电势实时计算值与原来的开关量叠加得到新的控制电压作用于电流观测状态器，可以有效改善滑模面两侧作用效果不对称而出现的抖振问题；与现有滑模控制器相比，反电势前馈滑模观测器可以有效解决观测电流失真问题，提高位置与速度的观测精度。

附图说明

图1为本发明是系统框图；

图2为现有滑模观测器的结构图；

图3为现有锁相环的结构图；

图4为本发明的反电势前馈型滑模观测器的结构图；

图5为采用现有滑模观测器时的电机α相电流观测值和实测值，以及滑模控制函数仿真波形图；

图6为采用本发明的反电势前馈型滑模观测器时的电机α相电流观测值和实测值，以及滑模控制函数仿真波形图；

图7为采用现有滑模观测器时的电流观测值和实测值对比实验波形图；

图8为采用本发明的反电势前馈型滑模观测器时的电流观测值和实测值对比实验波形图；

图9为采用现有滑模观测器时的反电势估计值、位置估计值、速度估计值和估计误差实验波形图；

图10为采用本发明的反电势前馈型滑模观测器时的反电势估计值、位置估计值、速度估计值和估计误差实验波形图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

一种反电势前馈型滑模观测器，所述反电势前馈型滑模观测器包括电流观测状态器，比较器，符号函数单元，前馈反电势计算单元，带通滤波器(bpf)和锁相环(pll)；

所述电流观测状态器与符号函数单元相连接，所述符号函数单元与前馈反电势计算单元、电流观测状态器和带通滤波器相连接，所述带通滤波器与锁相环相连接。

利用所述的一种基于反电势前馈型滑模观测器的永磁同步电机转子位置和速度估算方法，所述估算方法具体为，所述电流观测状态器的输入为αβ轴电压和αβ轴控制电压，所述电流观测状态器的输出为αβ轴电流观测值，所述αβ轴电流观测值与检测的电流值进行比较再经过符号函数单元后得到滑模控制开关量，所述滑模控制开关量与计算得到的实时反电势计算值求和获取αβ轴控制电压，所述αβ轴控制电压经过带通滤波器滤除噪声后得到两相正交观测反电势，再用锁相环进行解耦处理得到电机的位置与转速估算值。

速度控制器、q轴电流控制器、d轴电流控制器、park(帕克)逆变换、空间矢量pwm(脉冲宽度调制)、三相逆变器、永磁同步电机、clarke(克拉克)变换、park变换、滑模位置和速度估算；速度和电流双闭环结构，外环为转速环，内环为矢量解耦下的dq轴(d轴是电机中的直轴q轴是交轴)电流环；滑模位置和速度估算用来实时估算电机转子位置和速度以取代机械式转子位置传感器；其中，估算出的位置用于矢量控制系统中的park变换和park逆变换，速度作为速度环的反馈量；滑模位置和速度估算的输入量为αβ轴电压给定值uα和uβ、αβ轴电流检测值iα和iβ，输出量为转子位置估算值和速度估算值

如图4所示，它在图2所示的现有滑模观测器的基础上，将符号函数单元输出zα、zβ与反电势前馈计算得到的两相正交反电势ecα、ecβ相加后得到α、β轴控制电压ucα、ucβ进一步的，所述将符号函数单元得到的滑模控制开关量和两相正交反电势实时计算值求和得到αβ轴控制电压：

其中，ucα、ucβ分别为α和β轴控制电压；ecα、ecβ分别为α和β轴反电势计算值；zα、zβ为滑模控制开关量。

进一步的，所述zα、zβ为滑模控制开关量，可表示为：

其中，δiα、δiβ分别为α和β轴电流偏差，分别为α和β轴电流观测值，iα、iβ分别为α和β轴电流检测值；k为滑模增益系数，一般取k＞max(|eα|,|eβ|)；sgn()为符号函数单元；

上式中的两相正交反电势计算值按下式求取：

其中，为电机电角速度估算值；ψf为转子永磁磁链；为转子角度估算值。

如图2所示，进一步的，所述电流观测状态器采用如下形式：

通过上述得到的控制电压ucα、ucβ，进行带通滤波18后获取反电势估算值，即：

所用的带通滤波器的传递函数为：

式中kbpf为bpf的带宽适应系数；ω0为通带中心角频率；

如图3所示，由反电势估算值和获得位置和速度估算采用锁相环。

对比图5和图6可知，图5所示的现有滑模观测器中电流观测值波动较大，原因是电流观测状态器的控制输入量为eα±k，幅值并不对称，导致在观测电流在电流实际值两侧变化速度不同，加大了观测电流的抖振。图6采用本发明反电势前馈型滑模观测器后，电流观测状态器的控制输入量为eα-ecα±k，不对称得到抑制，电流实际值两侧的观测电流的变化速度基本一致，从而减小了观测电流的抖振。

对比图7和图8可知，现有滑模观测器得到的电流观测值抖动较大，而采用本发明的反电势前馈型滑模观测器后观测电流抖动得到很好的抑制。

对比图9和图10可知，与现有滑模观测器相比，采用本发明的反电势前馈型滑模观测器的反电势观测值抖振降低，位置观测值相移减小，转速和位置估算误差均减小。