一种单周期三相六开关功率因数校正PWM调制器的制作方法

本发明属于电能变换装置的交流-直流变换器技术领域，更具体地，涉及一种单周期三相六开关功率因数校正pwm调制器。

背景技术：

伴随着电力电子技术的广泛应用,电网谐波污染的危害越来越引起人们的关注,接入电网的设备产生的谐波使得电网的安全受到很大的危害，严重时可使得接入同一电网的其他设备不能正常工作，甚至造成设备损坏，这些严重的后果迫使人们对电能变换装置的输入电流总谐波失真(thd)的要求、及输入功率因数(pf)的要求越来越高。因此，用电设备的功率因数校正一直是业界十分关注的课题，而且今后必将会越来越重视。在功率因数校正电路中，三相功率因数校正占据有十分重要的位置，尤其是三相六开关型，由于其性能好，效率高，特别适合于中大功率的应用场合。将单周期控制技术应用于三相六开关型功率因数校正，有着很多相对于传统控制技术的优势，这种控制方法取消了传统控制方法中的乘法器，使得控制电路简洁、动态响应快、稳定性好易于实现，是一种很好的控制方法。

单周期三相六开功率因数校正的控制方程为：

式中τ为积分器的积分时间常数,τ＝0.5*ts，ts为该控制电路复位时钟发生器的工作周期，rs为三相电流的取样电阻，ia、ib、ic为三相电流，方程式右边部分的功能为pwm调制器，方程式左边为输入电流检测电路。现有的单周期三相六开关功率因数校正技术pwm调制器的实现方案，如图2所示：输出电压经取样后，与参考基准一同送入由z1、z及运算放大器n1构成的误差放大器，误差放大器的输出作为由电阻r1、电容c1、复位开关s及运算放大器n2构成的可复位积分器的输入，同时送入由电阻r2、r3、r4、及运算放大器n3构成的反向加法器；复位时钟脉冲信号送入积分器的复位控制端、同时送入三路rs触发器d1、d2及d3的s端，积分器及复位时钟信号发生器构成锯齿波发生器的功能；反向加法器的输出送入与三相输入a、b、c对应的三路比较器n4、n5及n6，与三相电流所对应的控制参考量相比较，三路比较器n4、n5及n6的输出送入相对应的三个rs触发器d1、d2及d3的r端，由三个rs触发器d1、d2及d3的q端及q非端经过死区电路得到所需的pwm输出。

对上述实现方案的电路进行分析，由该方案的电路可见，该电路中的反向加法器的输出为：vm*(1-t/τ)，式中τ为积分器的积分时间常数，τ＝0.5*ts，ts为复位时钟发生器的工作周期，也就是该控制电路的工作周期。将τ＝0.5*ts代入vm*(1-t/τ)，得反向加法器的输出为：vm*(1-2t/ts)。其含意为：当积分器的积分时间常数τ满足限制条件τ＝0.5*ts时，在一个积分周期中t从0变化至ts时，减法器的输出为幅度由+vm至-vm的锯齿波。用该锯齿波去与三相电流对应的控制参考量相比较，从而得到现有实现方案所需的pwm输出。这里锯齿波的幅度由+vm至-vm正负对称，是由限制条件τ＝0.5*ts所保证的。可见，当τ不是严格地等于0.5*ts时，锯齿波就会发生正负不对称、或者出现平顶而产生大的失真，这就会使得功率因数的校正效果大受影响。在实用中积分器的时间常数τ是由积分器的积分电阻r及积分电容c决定的，ts是复位时钟信号发生器的工作周期，为其工作频率的倒数。要求两者间有严格的固定关系，这也就是说一种工作频率只能对应一个特定的积分器的积分参数τ，工作时钟一有变动，积分器的积分参数就必须跟着变，否则就会发生锯齿波正负不对称、或者出现平顶而产生大的失真。因为在实际应用中，积分器的积分参数是由积分电阻及积分电容决定的，由于元器件的温度特性因素，工作频率与积分参数都会存在漂移，不可能做到完全配套。且还需要通过细调积分器输出的最大值与积分器输入电压严格相等，从而满足限制条件τ＝0.5*ts，十分麻烦且费时，因此必然地影响该技术的有效应用。

技术实现要素：

针对现有技术的至少一个缺陷或改进需求，本发明提供了一种单周期三相六开关功率因数校正pwm调制器，使得上述单周期三相六开关控制方程等号右边的pwm调制器可工作于所需的任何频率，而无需顾及积分器的积分参数τ与工作频率的配套。

为实现上述目的，按照本发明的一个方面，提供了一种单周期三相六开关功率因数校正pwm调制器，包括：误差放大器、积分器、复位时钟信号发生器、电容耦合隔直电路、反向放大器和pwm调制电路；

误差放大器的两个输入端分别输入基准电压和取样电压，误差放大器的输出端连接积分器的反相输入端，积分器的同相输入端接地，积分器的复位端连接复位时钟信号发生器的输出端,积分器的输出端连接电容耦合隔直电路，电容耦合隔直电路的输出端连接反向放大器的反相输入端，反向放大器的同相输入端接地；

pwm调制电路的不同输入端分别输入反向放大器的输出电压、三相输入、和复位时钟信号，输出pwm驱动信号。

优选地，所述电容耦合隔直电路由电阻和电容组成；

电容的第一端连接积分器的输出端，电容的第二端连接反向放大器的反相输入端，电阻的第一端接地，电阻的第二端连接反向放大器的反相输入端。

优选地，所述电容耦合隔直电路的时间常数大于所述单周期三相六开关功率因数校正pwm调制器工作周期的100倍。

优选地，所述pwm调制电路包括三个比较器、三个触发器；

三个比较器的反相输入端均连接反向放大器的输出端，三个比较器的同相输入端分别连接三相输入，三个比较器的输出端分别连接三个触发器的r端，三个触发器的s端均连接复位时钟信号发生器的输出端。

优选地，三个触发器的q端及非q端分别连接死区电路，经死区电路输出pwm驱动信号。

总体而言，通过本发明所构思的以上技术方案与现有技术相比，具有有益效果：由于将与误差放大器的输出相关的锯齿波信号，经电容耦合隔直及反向放大后，作为pwm调制器所需的锯齿波，从而使得上述单周期三相六开关控制方程等号右边的pwm调制器可工作于所需的任何频率，而无需顾及积分器的积分参数τ与工作频率的配套，同时非常有效地克服了元器件温度特性的影响，使得该技术可得到有效的应用及广泛的推广。

附图说明

图1为三相六开关功率因数校正主电路原理示意框图；

图2为现有单周期三相六开关功率因数校正电路pwm调制器实现方案电路原理示意框图；

图3本发明单周期三相六开关功率因数校正电路pwm调制器实现方案电路示意框图；

图4为采用本发明提出的pwm调制器构成的三相六开关功率因数校正电路工作频率为10khz输出为15kw时的输入电流波形图；

图5为采用本发明提出的pwm调制器构成的三相六开关功率因数校正电路工作频率为10khz输出为15kw时的输入电流总谐波失真(thd)图；

图6为采用本发明提出的pwm调制器构成的三相六开关功率因数校正电路工作频率为10khz输出为7.5kw时的输入电流波形图；

图7为采用本发明提出的pwm调制器构成的三相六开关功率因数校正电路，工作频率为10khz输出为7.5kw时的输入电流总谐波失真(thd)图；

图8为采用本发明提出的pwm调制器构成的三相六开关功率因数校正电路工作频率为10khz输出为1.5kw时的输入电流波形图；

图9为采用本发明提出的pwm调制器构成的三相六开关功率因数校正电路工作频率为10khz输出为1.5kw时的输入电流总谐波失真(thd)图；

图10为采用本发明提出的pwm调制器构成的三相六开关功率因数校正电路工作频率为8khz输出为15kw时的输入电流波形图；

图11为采用本发明提出的pwm调制器构成的三相六开关功率因数校正电路工作频率为8khz输出为15kw时的输入电流总谐波失真(thd)图；

图12为采用本发明提出的pwm调制器构成的三相六开关功率因数校正电路工作频率为8khz输出为7.5kw时的输入电流波形图；

图13为采用本发明提出的pwm调制器实现方案构成的三相六开关功率因数校正电路工作频率为8khz输出为7.5kw时的输入电流总谐波失真(thd)图；

图14为采用本发明提出的pwm调制器构成的三相六开关功率因数校正电路工作频率为8khz输出为1.5kw时的输入电流波形图；

图15为采用本发明提出的pwm调制器实现方案构成的三相六开关功率因数校正电路工作频率为8khz输出为1.5kw时的输入电流总谐波失真(thd)图；

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。此外，下面所描述的本发明各个实施方式中所涉及到的技术特征只要彼此之间未构成冲突就可以相互组合。

图1为三相六开关功率因数校正主电路原理示意框图。本发明实施例的一种单周期三相六开关功率因数校正pwm调制器，如图3所示。包括：误差放大器、积分器、复位时钟信号发生器、电容耦合隔直电路、反向放大器和pwm调制电路几部分。

输出电压经取样后，与参考基准电压一同送入由z1、z2及运算放大器n1构成的误差放大器，误差放大器的输出作为由电阻r1、电容c1、复位开关s及运算放大器n2构成的积分器的反向输入；复位时钟脉冲信号送入积分器的复位控制端，积分器及复位时钟信号发生器构成一个锯齿波发生器的功能；积分器的同相输入端接地，积分器的输出送入电容耦合隔直电路，电容耦合隔直电路的输出送入由r3、r4及n3构成的反向放大器的反相输入端，反向放大器的同相输入端接地；pwm调制电路的不同输入端分别输入反向放大器的输出电压、三相输入、和复位时钟信号，输出pwm驱动信号。

在一个实施例中，电容耦合隔直电路由电容c2及电阻r2构成,电容c2的第一端连接积分器的输出端，电容c2的第二端连接反向放大器的反相输入端，电阻r2的第一端接地，电阻r2的第二端连接反向放大器的反相输入端。优选地，电容耦合隔直电路的时间常数大于单周期三相六开关功率因数校正pwm调制器工作周期的100倍。

在一个实施例中，pwm调制电路包括三个比较器、三个触发器。将反向放大器的输出送入与三相输入a、b、c对应的n3、n4及n5三路比较器，与公式右边与三相电流对应的控制参考量相比较，三路比较器的输出送入相对应的三个rs触发器d1、d2及d3的r端，三路rs触发器d1、d2及d3的s端输入复位时钟脉冲信号，由三个rs触发器d1、d2及d3的q端及q非端输出我们所需的pwm驱动信号。优选地，由三个rs触发器d1、d2及d3的q端及q非端经死区电路后输出我们所需的pwm驱动信号。死区电路是用于避免桥式电路的上下管出现直通现象、为保证桥式电路工作安全而加入的，死区的时间由所采用的器件的开关速度决定，也不是为了安全越大越好，相对于同一个工作频率而言，死区时间越大输入电流的总谐波失真(thd)也将越大。

本发明的误差放大器、积分器、复位时钟信号发生器、电容耦合隔直电路、反向放大器和pwm调制电路几部分的具体电路实现可以根据设计需要灵活修改，不局限于上述具体的电路结构。

本发明提出的单周期三相六开关功率因数校正pwm调制器,可以很好地克服现有单周期三相六开关功率因数校正技术pwm调制器实现方案的不足。其特点在于：将与误差放大器的输出相关的锯齿波信号，经电容耦合及反向放大后，作为本发明方案pwm调制器所需的锯齿波，从而很好地克服了现有实现方案的缺陷。

下面从技术原理上进行分析。对于该电路方案，我们令误差放大器的输出为-vm，积分器的积分时间常数为τ，ts为该控制电路的工作周期，在一个积分周期中，t从0变化至ts时，得积分器一个工作周期输出的表达式为：vm*(t/ts)*(ts/τ)。式中τ为积分器的积分时间常数，ts为复位时钟发生器的工作周期，也为该控制电路的工作周期。经电容隔直后，其一个工作周期的输出信号的表达式为：vm*(t/ts-0.5)*(ts/τ)。经整理后得该表达式为：0.5*(ts/τ)*vm*(2t/ts-1)。令反向放大器的増益为一，则反向放大器的输出为：0.5*(ts/τ)*vm*(1-2t/ts)观察该式，除增加了系数项0.5*(ts/τ)外，该式与单周期三相六开关功率因数校正的控制方程右边的表达式形式完全一样。由于误差放大器的放大倍数极大，因此该系数对pwm调制脉宽的影响完全可以忽略。

通过上述分析可以发现，本发明中，τ与ts的值其相互之间没有了约束关系，从而使得上述单周期三相六开关控制方程等号右边的pwm调制器可工作于所需的任何频率，而无需顾及积分器的积分参数τ与工作频率的配套，同时非常有效地克服了元器件温度特性带来的影响，从而很好地克服了现有实现方案的缺陷。使得该技术可得到广泛有效地应用，可有效地减少电网的谐波污染，提高电网的供电效率及质量。

图4至图9为应用本发明单周期三相六开关功率因数校正技术pwm调制器的实现方案构成的三相功率因数校正电路，在工作频率为10khz、死区时间为2us、输入电感为3mh、输出电压为620v时，输出功率为15kw、7.5kw及1.5kw时的输入电流波形图及其总谐波失真图。在输出功率为15kw时，其输入电流总谐波失真(thd)小于2％，在输出功率为7.5kw时，其输入电流总谐波失真(thd)小于2％,在输出功率为1.5kw时，其输入电流总谐波失真(thd)小于4％。

图10至图15为应用本发明单周期三相六开关功率因数校正技术pwm调制器的实现方案构成的三相功率因数校正电路，在工作频率为8khz、输入电感为3mh、死区时间为2us、输出电压为620v时,输出功率为15kw、7.5kw及1.5kw时的输入电流波形图及其总谐波失真图。在输出功率为15kw时，其输入电流总谐波失真(thd)小于2％，在输出功率为7.5kw时，其输入电流总谐波失真(thd)小于2％,在输出功率为1.5kw时，其输入电流总谐波失真(thd)小于6.7％。此处当输出功率为1.5kw时其输入电流总谐波失真(thd)的加大，是因为工作频率降低而导致输入电感的电流变化加大所至，可通过加大输入电感的电感量来解决。由上述例子可见工作频率的变化，对其性能几乎不产生影响，结果证明本发明单周期三相六开关功率因数校正技术pwm调制器的实现方案完全达到预期的目的。

本领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。