一种PFC和LLC混合隔离型开关电源的制作方法

本实用新型涉及一种PFC和LLC混合隔离型开关电源，属于开关电源技术领域。

背景技术：

开关变换器是一种高频化电能转换装置，其功能是透过不同形式的架构转换为用户端所需求的电压或电流。开关电源不同于线性电源，其利用晶体管在全开模式(饱和区)及全闭模式(截止区)之间切换，虽然模式切换之间的转换会有较高的损耗，但持续时间很短，整体损耗低，因此比较节省能源，产生废热较少。虽然目前的开关电源效率和开关频率较高，但针对一些高端的应用场合，目前基于硅基器件的技术方案还不能达到较高的技术标准。随着现代技术的飞跃发展，较常规硅基MOSFET和二极管，第三代新型宽禁带GaN HEMT的性能不断提高，其开关频率越来越高，因此，超小体积、超低功耗，高可靠性等成为开关电源发展的一个趋势。

技术实现要素：

本实用新型的目的在于克服现有技术中存在的不足，提供一种基于GaN HEMT器件的PFC和LLC混合隔离型开关电源，开关损耗小，效率高，电源的功率密度高，体积小。

为达到上述目的，本实用新型采用的技术方案是：

一种PFC和LLC混合隔离型开关电源，包括图腾柱PFC电路、LLC谐振电路、直流侧电容串、隔离变压器T和全波整流器；

所述图腾柱PFC电路包括输入滤波电感Lb，由MOSFET管M1和M2组成的图腾柱PFC电路左桥臂，以及由GaN HEMT器件H1和H2组成的图腾柱PFC电路右桥臂；

高压侧直流正负母线PN间连接直流侧电容串C1和C2，C1和C2的连接点组成中性点O3；

所述图腾柱PFC电路的输入连接交流电源，所述图腾柱PFC电路的一端输出和直流侧电容串中性点 O3分别连接LLC谐振电路的两端输入；所述LLC谐振电路接在隔离变压器T的原边侧，所述全波整流器接在隔离变压器T的副边侧。

前述的图腾柱PFC电路中，所述MOSFET管M1的D端连接高压侧直流正母线P，所述MOSFET管 M1的S端连接MOSFET管M2的D端；所述MOSFET管M1的S端和MOSFET管M2的D端的连接点组成中性点O1；所述中性点O1连接输入滤波电感Lb的一端，所述输入滤波电感Lb的另外一端连接交流电源的一端；所述MOSFET管M2的S端连接高压侧直流负母线N；

所述图腾柱PFC电路中，所述GaN HEMT器件H1的D端连接高压侧正母线P，所述GaN HEMT器件H1的S端连接GaN HEMT器件H2的D端；所述GaN HEMT器件H1的S端和GaN HEMT器件H2 的D端的连接点组成中性点O2；所述中性点O2连接交流电源的另一端；所述GaN HEMT器件H2的S 端连接高压侧直流负母线N。

前述的MOSFET管M1和M2的G端各连接一个方波信号，两个方波信号工频互补。

前述的GaN HEMT器件H1和H2的G端各连接一个高频PWM信号，两个高频PWM信号的高电平交替。

前述的两个高频PWM信号的频率相同，为200kHz～1MHz；所述两个高频PWM信号的占空比为0％～49.5％。

前述的LLC谐振电路包括谐振电感Lr、谐振电容器Cr和励磁电感Lm；所述谐振电容器Cr一端连接中性点O2，另一端连接谐振电感Lr一端；所述谐振电感Lr另一端连接隔离变压器T原边侧的同名端；所述隔离变压器T原边侧的非同名端连接至直流侧电容串中性点O3；所述隔离变压器T原边侧的同名端和非同名端并联隔离变压器T自身的励磁电感Lm。

前述的高压侧直流正负母线PN间还连接二极管D3和D4，所述二极管D3的阴极连接至高压侧直流正母线P，所述二极管D3的阳极和二极管D4的阴极相连，并连接至LLC谐振电路的谐振电容器Cr和谐振电感Lr的连接点，所述二极管D4的阳极连接至高压侧直流负母线N。

本实用新型的优点在于：

1、本实用新型充分发挥宽禁带GaN HEMT优异开关特性，器件损耗和驱动功率小，效率高；

2、本实用新型采用高开关频率GaN HEMT，因此滤波电路、LLC谐振电路和隔离变压器的体积小，开关电源的功率密度高；

3、本实用新型采用PFC和LLC相混合，其LLC谐振电路采用变压器寄出元件，因此采用功率器件少，开关电源整体体积小，成本低；

4、本实用新型的开关电源控制采用随工频正弦波电压幅值变化开关频率的方式，可以较好的控制输入电流功率因数和谐波；

5、本实用新型的硅基MOSFET器件工作于工频方式，控制相对简单，开关损耗和导通损耗都低，开关电源效率高。

6、本实用新型的开关电源有自动短路保护功能，且钳位二极管的电流较小，成本较低。

附图说明

图1为本实用新型的开关电源结构原理图。

图2为本实用新型在电网电压正弦正半周内开关电源的运行时序图。

图3为本实用新型在电网电压正弦正半周的运行模式1原理图。

图4为本实用新型在电网电压正弦正半周的运行模式2原理图。

图5为本实用新型在电网电压正弦正半周的运行模式3原理图。

图6为本实用新型在电网电压正弦正半周的运行模式4原理图。

图7为本实用新型在电网电压正弦正半周的运行模式5原理图。

图8为本实用新型在电网电压正弦正半周的运行模式6原理图。

具体实施方式

下面对本实用新型作进一步描述。以下实施例仅用于更加清楚地说明本实用新型的技术方案，而不能以此来限制本实用新型的保护范围。

如图1所示，本实用新型提供一种PFC和LLC混合隔离型开关电源，包括图腾柱PFC电路1、LLC 谐振电路2、隔离变压器T和全波整流器3。具体如下：

图腾柱PFC(功率因数校正器)电路1的输入连接交流电源Vin，图腾柱PFC电路1的一端输出和直流侧电容串中性点O3分别连接LLC谐振电路2的两端输入。LLC谐振电路2由谐振电容器Cr、谐振电感Lr、隔离变压器T励磁电感Lm组成，接在隔离变压器T的原边侧。全波整流器3接在隔离变压器T 的副边侧。图腾柱PFC电路1受控于工频方波信号和高频PWM信号，其中，工频方波信号用于控制图腾柱PFC电路1中的MOSFET管在交流电压过零点交替导通，高频PWM信号用于控制图腾柱PFC电路中的GaN HEMT(氮化镓高电子迁移率晶体管)器件交替导通。

图腾柱PFC电路1包括输入滤波电感Lb，两只工频运行的MOSFET管M1、M2，两只高频运行的 GaN HEMT器件H1、H2。其中，M1和M2组成图腾柱PFC电路的左桥臂，M1的D端连接高压侧直流正母线P，M1的S端连接M2的D端，M1的S端和M2的D端的连接点组成中性点O1，中性点O1连接电感Lb的一端，电感Lb的另外一端连接交流电源的一端，M2的S端连接高压侧直流负母线N。H1 和H2组成图腾柱PFC电路的右桥臂，H1的D端连接高压侧正母线P，H1的S端连接H2的D端，H1 的S端和H2的D端的连接点组成中性点O2，中性点O2连接交流电源的另一端。H2的S端连接高压侧直流负母线N。高压侧直流正负母线PN间还连接直流电容串C1和C2，两者的连接点组成中性点O3，实际运行时C1和C2的电压基本不变，约为1/2直流电压值。高压侧直流正负母线PN间还连接二极管D3 和D4，二极管D3的阴极接至高压侧直流正母线P，二极管D3的阳极和二极管D4的阴极相连，并连接至LLC谐振电路2的谐振电容器Cr和谐振电感Lr的连接点，二极管D4的阳极接至高压侧直流负母线N。

图腾柱PFC电路1的GaN HEMT器件桥臂和直流电容串为LLC谐振电路2提供激励电源，使得加在 LLC谐振电路的电压为±1/2直流电压值的三电平方波。

LLC谐振电路2包括谐振电感Lr、谐振电容器Cr和隔离变压器励磁电感Lm；其中，谐振电容器Cr 一端连接中性点O2，谐振电容器Cr另一端连接谐振电感Lr一端，谐振电感Lr另一端连接隔离变压器T 原边侧的同名端，隔离变压器T原边侧的非同名端连接至直流侧电容串中性点O3；此外，隔离变压器T 原边侧的同名端和非同名端并联隔离变压器T自身的励磁电感Lm。

隔离变压器T包含原边侧线圈L2、励磁电感Lm，以及副边侧2个线圈L3和L4，线圈L3和L4依次串联组成具有中心抽头O的隔离变压器T二次侧；线圈L2匝数为n1，线圈L3、L4匝数均为n2。

全波整流器3包括二极管D1、D2和输出滤波电容Co；D1的阳极连接线圈L3同名端，D2的阳极连接线圈L4非同名端，D1、D2的阴极连接至低压侧直流正母线P1，隔离变压器T二次侧中心抽头O连接至低压侧直流负母线；低压侧直流正负母线间连接输出滤波电容Co。

本实用新型开关电源的控制原理为：

功率器件M1、M2、H1和H2的控制由数字信号处理器DSP控制PWM模块实现。2只硅基MOSFET 管M1、M2运行在工频，电网电压正半周时，M1开通，M2关断，电网电压负半周时，M2导通，M1关断，M1、M2开通在电压过零点切换；2只GaN HEMT器件H1、H2运行在高频，通过高频PWM信号控制，实现开关电源的高功率因数控制。具体如下：

M1和M2的G端分别受控于一个工频互补的方波信号，且两个M1、M2交替开通状态之间设有死区时间，其中电网电压正半周时，控制M1的G端为高电平，控制M2的G端为低电平，电网电压负半周时，控制M1的G端为低电平，控制M2的G端为高电平。

H1、H2的G端分别受一个高频PWM信号控制，该两个高频PWM信号的高电平交替，使得H1、H2 交替开通，两个H1、H2交替开通状态之间设有死区时间，且该死区时间根据实际交流电压和负载的情况而变化。

同时，通过高频变PWM频率控制低压侧直流电流输出，开关频率随输入正弦电压变化；两个高频PWM 信号的频率相同，为200kHz～1MHz；这两个高频PWM信号的占空比根据控制输出电压源的实际需要，为0％～49.5％。

电网电压正半周内，各功率器件的开通、关闭情况分别如图3～图8所示，其中，黑色代表功率器件开通，浅灰色代表功率器件关断。

由于M1、M2、H1、H2类似于开关，因此其开通也称为开关闭合，其关断也称为开关断开。

电网电压正半周内，开关电源的运行方式如下：

1)模式1：如图2和图3所示，在[t0≤t＜t1]时段，t0时刻前，虽然M1开关常闭，但H1开关尚未闭合，因此电感Lb电流iLb为零，此时H1满足ZVS(零电压开关)开通条件；H1闭合后，电网电压Vin直接加到电感Lb上，此后iLb按式(1)线性上升：

同时，LLC谐振电路构成回路，满足谐振条件；此时LLC谐振电路的端电压变为VDC/2，谐振电流iLr大于励磁电流iLm，因此隔离变压器T二次侧全波整流器的二极管D1导通，电网侧向负载RL供电；由于二极管D1导通，因此励磁电感Lm被电压Vo*n1/n2钳位，Vo为输出电压，此后，励磁电感Lm的电流iLm按Vo*n1/(n2*Lb)线性上升。

2)模式2：如图2和图4所示，在[t1≤t＜t2]时段，在t1时刻，H1仍然闭合，电感Lb电流iLb仍然线性上升，当t2时刻，iLb达到式(2)最大值；此后，由于谐振电流iLr与励磁电流iLm相等，二次侧全波整流器中D1电流iD1为零，也就是D1满足ZCS(零电流开关)关断条件：

其中，D为高频PWM信号的占空比，Ts为高频PWM信号的开关周期。

3)模式3：如图2和图5所示，在[t2≤t＜t3]时段，t2时刻H1断开，t3时刻H2闭合，期间H1和H2 都断开，称为死区时间；t2时刻以后，电感Lb两端的电压变为Vin-VDC，电压极性反向，此后电感Lb电流iLb按式(3)下降：

其中，VDC为电容C1和C2上的电压，也就是直流电压。

此时，LLC谐振电路构成回路，满足谐振条件；通过对H1和H2寄生电容的充电和放电来实现H2 的ZVS开通条件。

4)模式4：如图2和图6所示，在[t3≤t＜t4]时段，t3时刻，H2寄生电容的端电压下降为零，H2满足 ZVS开通条件；电感Lb两端的电压仍为Vin-VDC，此后iLb仍按式(3)下降，由于H1断开，iLb至零后将不再变化；由于H2闭合，LLC谐振电路的端电压变为_VDC/2，电流向负方向增大，此时谐振电流iLr绝对值大于励磁电流iLm绝对值，因此隔离变压器T二次侧全波整流器的二极管D2导通，电网侧向负载供电；由于二极管D2导通，因此励磁电感Lm被电压-Vo*n1/n2钳位，此后，励磁电感Lm的电流iLm按-Vo*n1/ (n2*Lb)线性下降。

5)模式5：如图2和图7所示，在[t4≤t＜t5]时段，t4时刻，H2仍然闭合，H1断开，iLb仍保持为零；此时，由于谐振电流iLr和励磁电流iLm相等，二次侧全波整流器的D2电流iD2为零，也就是二极管D2满足ZCS关断条件，该过程类似于过程2。

6)模式6：如图2和图8所示，在[t5≤t＜t6]时段，H1、H2、D1和D2都断开，一方面防止H1、H2 上下管同时直通，另一方面，通过对H1和H2寄生电容的放电和充电来实现H1的ZVS开通条件。

电网电压负半周内，运行方式类似于上述6个过程，但M2开关常闭，相当于短路，M1开关常开，此处不再叙述；其中，电网电压由负向正过零时，M1开关闭合，M2开关断开；电网电压由正向负过零时， M2开关闭合，M1开关断开。

二极管D3、D4不参与实际的运行，仅在LLC谐振电路发生短路后，使得谐振电容器的两端电压绝对值超过VDC/2后，自动形成钳位回路，限制LLC回路的短路电流，其中超过VDC/2后，D3导通，小于-VDC/2 后，D4导通。

本实用新型涉及的术语解释如下：

PFC，功率因数校正。

HEMT(High Electron Mobility Transistor)，高电子迁移率晶体管。

以上所述仅是本实用新型的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本实用新型技术原理的前提下，还可以做出若干改进和变形，这些改进和变形也应视为本实用新型的保护范围。