一种零电压开关的谐振电源变换电路及变换器的制作方法

本实用新型涉及电源谐振技术领域，尤其涉及一种零电压开关的谐振电源变换电路及变换器。

背景技术：

目前，电源变换技术研究的重点是高效率、高功率密度，使电源变换器小型化，并符合能效要求，便于匹配各种电器设备的使用，要实现这一目的需要提高电源变换器的工作频率，如果只是单纯提高工作频率，势必会导致损耗增加，电源变换器效率降低，温度升高而使变换器损坏，因此，一般电源变换器都会考虑采用软开关技术来达到降低损耗的目的。

在低功率的电源变换器中，一般采用有源钳位反激等拓扑电路来使开关管工作在零电压开通状态，但有源钳位反激拓扑只能实现零电压开通，开关管关断电流仍然很大，高频工作时存在关断损耗，在有源钳位反激拓扑基础上进一步提高工作频率的可行性不高，业界成熟的电源变换器产品的工作频率一般能到300khz左右，进一步提高频率则能效将很难符合要求。还有，有源钳位拓扑电路中的钳位开关管的驱动需要将控制器的钳位驱动信号电平移位才能匹配，驱动的能量由自举电路来提供，电路复杂，频率不能太高。

在中大功率的电源变换器中，一般采用llc谐振变换拓扑电路或移相全桥变换拓扑电路，常规的llc谐振变换器在输出轻载时，开关管关断电流仍然很大，因此，轻载效率不高；而且，要保证llc谐振变换器的高效率，谐振电感不能太大，导致llc谐振变换器调节范围小，不适合用在输入电压和输出电压大范围的调节的电源变换器中。常规的移相全桥变换技术是一种零电压恒频准谐振技术，实现开关管零电压开关条件是谐振电感能量必须大于所有参与谐振的电容能量，轻载时谐振电感的储能不够大，因此滞后桥臂不易满足零电压开关的条件，轻载效率低，虽然增大谐振电感量可以改善，但谐振电感又不能太大，电感太大会带来占空比丢失，初级电流较大，导通损耗增大，效率降低；另外，不管是llc谐振变换拓扑电路还是移相全桥变换拓扑电路，最少需要2只以上的开关器件，而且，上桥臂的开关管的驱动需要自举驱动或采用驱动光耦来驱动，使得电路复杂，可靠性变低，成本高；还有，llc谐振变换拓扑电路和移相全桥变换拓扑电路其中的隔离变压器参与谐振，变压器二次侧的负载变化将影响谐振，可能会导致开关管零电压开关条件变差而使效率变差。

现有的一种零电压开关的隔离型的谐振电源变换器如附图5所示，因谐振回路是电容cb、电容cc、电感lb、变压器初级绕组n1，变压器初级绕组n1两端电压波是峰值附近被输出电压钳位中间部分接近正弦波且正负对称的波，变压器初级绕组n1参与谐振，当负载偏离最佳负载点后，可能导致开关管qa的漏极电压不能谐振到零而使开通损耗增加，因此，这种拓扑结构决定了最佳的开关占空比是50％左右，偏离太多则不能实现零电压零电流开关，同时，占空比不能大范围变化则输输入电压和输出电压的调节范围很小，不适合应用于输入电压和输出电压大范围的调节的电源变换器中，只适合应用于固定输入电压固定输出电压的电源变换器中。

综上所述，以上几种电源变换器的变换拓扑电路都存在不足，因此，必须实用新型另外电路来克服以上不足。

技术实现要素：

本实用新型提供一种零电压开关的谐振电源变换电路及变换器，解决的技术问题是，现有电源变换器的变换拓扑电路无法同时满足零电压开关、电压大范围调节、使用较少功率开关器件、适应大范围负载变化。

为解决以上技术问题，本实用新型提供一种零电压开关的谐振电源变换电路，包括输入电源正端vin+、输入电源地端vin-、谐振电路1、谐振控制器2、能量耦合和电平移位电路3、零电压检测电路4、隔离变压器5、整流电路6、pfc电路7、滤波电路8、输出正端vo+、输出负端vo-以及输出电压反馈信号fb；

所述谐振电路1包括输入端9、开关控制端10、地端11、开关端电压检测端12以及输出端13；所述谐振控制器2包括控制信号输入端19、零电压信号输入端20、第一信号地端21以及开关驱动输出端22；所述零电压检测电路4包括第二信号地端16、零电压检测输入端17以及零电压信号输出端18；所述隔离变压器5包括初级绕组一端14、初级绕组另一端15以及次级绕组；所述整流电路6包括整流输入端、整流输出正端24以及整流输出负端23；

其中，所述输入端9与所述输入电源正端vin+电连接，所述开关控制端10与所述开关驱动输出端22电连接，所述开关端电压检测端12与所述零电压检测输入端17电连接，所述地端11和所述第二信号地端16、所述第一信号地端21、所述初级绕组另一端15共同与所述电源地端vin-电连接，所述控制信号输入端19与所述输出电压反馈信号fb电连接，所述零电压信号输入端20与所述零电压信号输出端18电连接，所述能量耦合和电平移位电路3串接在所述输出端13与所述初级绕组一端14之间，所述次级绕组与所述整流输入端电连接，所述整流输出正端24与所述pfc电路7的一端电连接，所述整流输出负端23、所述滤波电路8的一端与所述输出负端vo-电连接，所述pfc电路7的另一端、所述滤波电路8的另一端与所述输出正端vo+电连接。

其中，所述谐振电路1用于接受所述谐振控制器2的控制信号将输入所述电源正端vin+的直流电谐振变换为以vin+正电压点为轴按正弦规律上下等幅振荡的电压波；

所述谐振控制器2用于接收所述输出电压反馈信号fb的电压来调节开关频率，接收所述零电压检测电路4的开关谐振到零的电压信号产生所述开关管q1在两端电压为零时的驱动信号去控制所述谐振电路1的谐振以及谐振工作频率，实现零电压开关以及输出电压的稳定；

所述能量耦合和电平移位电路3用于将所述谐振电路1输出端13输出的以vin+正电压点为轴按正弦规律上下等幅振荡的电压波的能量耦合注入所述隔离变压器5，并使振荡电平中轴点移动到以输入所述电源地端vin-的地电平；

所述的零电压检测电路4用于检测所述开关管q1两端电压谐振到零的点，以便实现对所述开关管q1的零电压开通，还用于消除所检测的所述开关管q1两端电压谐振到零点的时间延迟；

所述隔离变压器5用于初次级的能量隔离转换以及初次级之间的电压和阻抗的匹配；

所述整流电路6用于将所述隔离变压器5的次级绕组ns1和ns2的交流整流成连续的半波脉动直流电；

所述pfc电路7用于增大所述整流电路6中的整流管的导通角，提高功率因数，使隔离变压器5初次级绕组的峰值电流降低，同时使初次级绕组的电压波接近正弦波，不被输出电压钳位而削顶；

所述滤波电路8用于将所述整流电路6输出的连续的半波脉动直流电滤波成平滑的直流电。

在第一种实施方式中，所述谐振电路1设置有开关管q1、扼流电感l1、谐振电感l2、第一谐振电容c1、第二谐振电容c2；

所述扼流电感l1的一端即为所述输入端9，另一端连接所述谐振电感l2的一端；所述谐振电感l2的另一端即为所述输出端13；

所述开关管q1的控制端(p1)即为所述开关控制端10，开关信号输入端(p2)连接所述扼流电感l1的另一端，开关信号输出端(p3)即为所述地端11；

所述第一谐振电容c1连接在所述开关信号输入端(p2)与开关信号输出端(p3)之间，所述第二谐振电容c2连接在所述谐振电感l2的另一端与所述开关信号输出端(p3)之间。

在第二种实施方式中，所述能量耦合和电平移位电路3设置有第三电容c3。

在第三种实施方式中，所述零电压检测电路4至少设置有第一电阻r1和第二电阻r2；

所述第二电阻r2的一端作为所述第二信号地端16，另一端连接所述第一电阻r1的一端，所述第一电阻r1的另一端作为所述零电压检测输入端17；所述第一电阻r1与所述第二电阻r2的共同连接端作为所述零电压信号输出端18。

在第四种实施方式中，所述零电压检测电路4除设置有第一电阻r1和第二电阻r2外，还设置有第三电阻r3和第四电容c4，顺序串联在所述零电压检测输入端17与所述零电压信号输出端18之间。

在第五种实施方式中，所述隔离变压器5设置有初级绕组np、第一次级绕组ns1，所述第一次级绕组ns1作为所述次级绕组。

在第六种实施方式中，所述隔离变压器5除了设置有所述第一次级绕组ns1外，还设置有第二次级绕组ns2，所述第二次级绕组ns2与所述第一次级绕组ns1共同作为所述次级绕组。

在第七种实施方式中，在所述第六种实施方式基础上，所述整流电路6设置有第一整流管d1和第二整流管d2；所述第一整流管d1反向连接在所述第二次级绕组ns2的同名端和所述输出负端vo-之间，所述第二整流管d2反向连接在所述第一次级绕组ns1的异名端和所述输出负端vo-之间，所述第一次级绕组ns1的同名端还连接所述第二次级绕组ns2的异名端。在其他的实施方式中，所述整流电路6也可设置整流桥组成桥式整流。

在第八种实施方式中，所述pfc电路7设置有第三电感l3。

在第九种实施方式中，所述滤波电路8设置有第五电容c5。

第十种实施方式则结合了上述9种实施方式的具体电路设计。也即所述谐振电路1设置有开关管q1、扼流电感l1、谐振电感l2、第一谐振电容c1、第二谐振电容c2，所述能量耦合和电平移位电路3设置有第三电容c3，所述零电压检测电路4设置有第一电阻r1、第二电阻r2、第三电阻r3和第四电容c4，所述隔离变压器5设置有初级绕组np、第一次级绕组ns1、第二次级绕组ns2，所述整流电路6设置有第一整流管d1和第二整流管d2，所述pfc电路7设置有第三电感l3，所述滤波电路8设置有第五电容c5，这些元器件的电气连接关系与上述各实施方式一致。

在第十一种实施方式中，所述谐振控制器2至少设置有压控振荡器、单稳脉冲发生器、过零比较器、逻辑电路、驱动器。

本实用新型还提供一种零电压开关的谐振电源变换器，包括以上任意一种实施方式所述的谐振电源变换电路。

本实用新型提供的一种零电压开关的谐振电源变换电路及变换器，具有以下有益效果：

1.使得电源变换器的开关管在宽输入电压范围内都能实现零电压开关，开关损耗低，电源变换器的效率高，进而可以提高开关频率，减小电源变换器的体积；

2.使得电源变换器能适应输入电压和输出电压的大范围变化和调节；

3.使得电源变换器只有一只功率开关器件，且功率开关器件能采用以地为参考点的驱动的方式，简化电路结构，提高电源变换器的可靠性、降低电源变换器成本；

4.使得电源变换器的隔离变压器不参与谐振，提高电源变换器对负载变化的适应性，电源变换器在全负载范围内都能实现零电压开关，提高了效率。

附图说明

图1是本实用新型实施例提供的一种零电压开关的谐振电源变换电路的模块结构图；

图2是本实用新型实施例提供的图1所对应的具体电路图；

图3是本实用新型实施例提供的图2的工作波形图；

图4是本实用新型实施例提供的图2中谐振控制器的模块结构图；

图5是现有隔离型谐振变换器的拓扑电路图。

在图1～2中：

电源正端vin+，电源地端vin-，输出电压反馈信号fb，输出正端vo+，输出负端vo-；

谐振电路1(开关管q1、扼流电感l1、谐振电感l2、第一谐振电容c1、第二谐振电容c2)，输入端9、输出端13、开关控制端10、开关端电压检测端12、地端11；

谐振控制器2，控制信号输入端19、零电压信号输入端20、第一信号地端21、开关驱动输出端22；

能量耦合和电平移位电路3(第三电容c3)；

零电压检测电路4(第一电阻r1、第二电阻r2、第三电阻r3、第四电容c4)，第二信号地端16、零电压检测输入端17、零电压信号输出端18；

隔离变压器5(初级绕组np、第一次级绕组ns1、第二次级绕组ns2)，初级绕组一端14、初级绕组另一端15；

整流电路6(第一整流管d1、第二整流管d2)，整流输出正端24、整流输出负端23；

pfc电路7(第三电感l3)；

滤波电路8(第五电容c5)。

在图3中：

第一栏a/v所示的波形是图2所示的本实用新型的实施例具体电路图中开关管q1的控制端a点的工作电压波形；

第二栏b/v所示的波形是图2所示的本实用新型的实施例具体电路图中开关管q1的高电位端b点的工作电压波形；

第三栏c/a所示的波形是图2所示的本实用新型的实施例具体电路图中流过开关管q1的电流在c点的工作电流波形；

第四栏d/v所示的波形是图2所示的本实用新型的实施例具体电路图中d点即第二谐振电容c2两端的工作电压波形；

第五栏e/v所示的波形是图2所示的本实用新型的实施例具体电路图中e点即隔离变压器5初级绕组两端的工作电压波形。

具体实施方式

下面结合附图具体阐明本实用新型的实施方式，实施例的给出仅仅是为了说明目的，并不能理解为对本实用新型的限定，包括元器件的选型和取值大小及附图仅为较佳实施例，仅供参考和说明使用，不构成对本实用新型专利保护范围的限制，因为在不脱离本实用新型精神和范围基础上，可以对本实用新型进行许多改变。

本实用新型实施例提供的一种零电压开关的谐振电源变换电路，其模块如图1所示，包括输入电源正端vin+、输入电源地端vin-、谐振电路1、谐振控制器2、能量耦合和电平移位电路3、零电压检测电路4、隔离变压器5、整流电路6、pfc电路7、滤波电路8、输出正端vo+、输出负端vo-以及输出电压反馈信号fb；

所述谐振电路1包括输入端9、开关控制端10、地端11、开关端电压检测端12以及输出端13；所述谐振控制器2包括控制信号输入端19、零电压信号输入端20、第一信号地端21以及开关驱动输出端22；所述零电压检测电路4包括第二信号地端16、零电压检测输入端17以及零电压信号输出端18；所述隔离变压器5包括初级绕组一端14、初级绕组另一端15以及次级绕组；所述整流电路6包括整流输入端、整流输出正端24以及整流输出负端23；

其中，所述输入端9与所述输入电源正端vin+电连接，所述开关控制端10与所述开关驱动输出端22电连接，所述开关端电压检测端12与所述零电压检测输入端17电连接，所述地端11和所述第二信号地端16、所述第一信号地端21、所述初级绕组另一端15共同与所述电源地端vin-电连接，所述控制信号输入端19与所述输出电压反馈信号fb电连接，所述零电压信号输入端20与所述零电压信号输出端18电连接，所述能量耦合和电平移位电路3串接在所述输出端13与所述初级绕组一端14之间，所述次级绕组与所述整流输入端电连接，所述整流输出正端24与所述pfc电路7的一端电连接，所述整流输出负端23、所述滤波电路8的一端与所述输出负端vo-电连接，所述pfc电路7的另一端、所述滤波电路8的另一端与所述输出正端vo+电连接。

其中，所述谐振电路1用于接受所述谐振控制器2的控制信号将输入所述电源正端vin+的直流电谐振变换为以vin+正电压点为轴按正弦规律上下等幅振荡的电压波；

所述谐振控制器2用于接收所述输出电压反馈信号fb的电压来调节开关频率，接收所述零电压检测电路4的开关谐振到零的电压信号产生所述开关管q1在两端电压为零时的驱动信号去控制所述谐振电路1的谐振以及谐振工作频率，实现零电压开关以及输出电压的稳定；

所述能量耦合和电平移位电路3用于将所述谐振电路1输出端13输出的以vin+正电压点为轴按正弦规律上下等幅振荡的电压波的能量耦合注入所述隔离变压器5，并使振荡电平中轴点移动到以输入所述电源地端vin-的地电平；

所述的零电压检测电路4用于检测所述开关管q1两端电压谐振到零的点，以便实现对所述开关管q1的零电压开通，还用于消除所检测的所述开关管q1两端电压谐振到零点的时间延迟；

所述隔离变压器5用于初次级的能量隔离转换以及初次级之间的电压和阻抗的匹配；

所述整流电路6用于将所述隔离变压器5的次级绕组ns1和ns2的交流整流成连续的半波脉动直流电；

所述pfc电路7用于增大所述整流电路6中的整流管的导通角，提高功率因数，使隔离变压器5初次级绕组的峰值电流降低，同时使初次级绕组的电压波接近正弦波，不被输出电压钳位而削顶；

所述滤波电路8用于将所述整流电路6输出的连续的半波脉动直流电滤波成平滑的直流电。

如图2所示，本实施例对第十种实施方式进行更细致的说明。在本实施例中所述谐振电路1设置有开关管q1、扼流电感l1、谐振电感l2、第一谐振电容c1、第二谐振电容c2，所述扼流电感l1的一端即为所述输入端9，另一端连接所述谐振电感l2的一端；所述谐振电感l2的另一端即为所述输出端13；所述开关管q1的控制端(p1)即为所述开关控制端10，开关信号输入端(p2)连接所述扼流电感l1的另一端，开关信号输出端(p3)即为所述地端11；所述第一谐振电容c1连接在所述开关信号输入端(p2)与开关信号输出端(p3)之间，所述第二谐振电容c2连接在所述谐振电感l2的另一端与所述开关信号输出端(p3)之间。在本实施例中，所述开关管q1为mos管，所述开关管q1的控制端(p1)、开关信号输入端(p2)、开关信号输出端(p3)分别为mos管的栅极、漏极和源极。在其他的实施例中，所述开关管q1可以是三极管，也可以是其他具有开关元件。

所述能量耦合和电平移位电路3设置有第三电容c3。

所述零电压检测电路4设置有第一电阻r1、第二电阻r2、第三电阻r3和第四电容c4，所述第二电阻r2的一端作为所述第二信号地端16，另一端连接所述第一电阻r1的一端，所述第一电阻r1的另一端作为所述零电压检测输入端17；所述第一电阻r1与所述第二电阻r2的共同连接端作为所述零电压信号输出端18，所述第三电阻r3和第四电容c4顺序串联在所述零电压检测输入端17与所述零电压信号输出端18之间。

所述隔离变压器5设置有初级绕组np、第一次级绕组ns1、第二次级绕组ns2，所述第二次级绕组ns2与所述第一次级绕组ns1共同作为所述次级绕组。

所述整流电路6设置有第一整流管d1和第二整流管d2，所述第一整流管d1反向连接在所述第二次级绕组ns2的同名端和所述输出负端vo-之间，所述第二整流管d2反向连接在所述第一次级绕组ns1的异名端和所述输出负端vo-之间，所述第一次级绕组ns1的同名端还连接所述第二次级绕组ns2的异名端。

所述pfc电路7设置有第三电感l3，所述滤波电路8设置有第五电容c5。

所述谐振控制器2至少设置有压控振荡器、单稳脉冲发生器、过零比较器、逻辑电路、驱动器，如图4所示。因谐振控制器2已经是现有较为成熟的技术，本实施例并未对其具体的电路结构进行说明，基于本实施例谐振控制器2要完成的“用于接收所述输出电压反馈信号fb的电压来调节开关频率，接收所述零电压检测电路4的开关谐振到零的电压信号产生所述开关管q1在两端电压为零时的驱动信号去控制所述谐振电路1的谐振以及谐振工作频率，实现零电压开关以及输出电压的稳定”功能，并不难实现。

本实用新型实施例提供的一种零电压开关的谐振电源变换电路及变换器，参考图2及图3，其工作原理为：

谐振电路1其中的扼流电感l1起扼流作用，同时抑制高频电流对输入电源的影响，当谐振电路1其中的开关管q1在谐振控制器2控制下处在导通状态时，开关管q1的控制端a点的工作电压波形如图3中的第一栏a/v所示。由于谐振电路1其中的谐振电感l2和谐振电容c2以及能量耦合和电平移位电路的电容c3和隔离变压器5在开关q1导通前已经储能，能量耦合和电平移位电路的电容c3和隔离变压器5初级绕组np可以等效为一个容量远大于谐振电容c1和c2的电容串联一个比较高的阻抗，电容c3和隔离变压器5初级绕组np的串联电路呈弱电容性，这个电容与谐振电容c2并联后的等效电容设为谐振电容cy，扼流电感l1流过的电流加上谐振电感l2和谐振电容cy流过的电流全部流过开关管q1，图2中c点为流过开关管q1的电流如图3中的第三栏c/a所示，此阶段电流由负到正逐渐上升，同时，因谐振电容c1和开关管q1的输出电容并联，其等效电容设为谐振电容cx，谐振电容cx的端电压为零，当开关管q1在谐振控制器2控制下关断时，流过开关管q1沟道的电流转为流经开关管q1并联寄生电容，达到最大值后开始快速下降，出现开关管q1在关断时的电流拖尾现象，当这个电流下降比较小时，因谐振电容cx的电压不能突变，其上的电压由零缓慢按正弦规律上升，开关管q1的高电位端b点的工作电压波形也即谐振电容cx两端的工作电压波形如图3中第二栏b/v所示的波形，从而使开关管q1在关断时，其两端的电压近似为零，为零电压关，从而大大降低了关断损耗；

在开关管q1关断期间，谐振电容cx谐振电感l2和谐振电容cy形成闭合的谐振回路按正弦规律继续谐振，同时，扼流电感l1对谐振回路补充能量，当谐振电容cx的电压谐振到零时，流经开关管q1的输出电容的电流为负，开关管q1体内寄生二极管处于导通状态，此时，零电压检测电路4检测到这个过零点，输入到谐振控制器2中，然后谐振控制器2输出高电平使开关管q1开通，开关管q1实现零电压开通，降低了开通损耗。

谐振电容cx由零谐振到最高电压再谐振到零的时间是π×sqrt(l2×cx//cy)。由于谐振电容cx谐振电感l2和谐振电容cy形成闭合的谐振回路，因此，谐振电容c2两端为近似正弦波，谐振电容c2两端电压波形的测试点d点的波形见图3中第四栏d/v所示的波形。设开关管q1导通的时间设为ton，则这个近似正弦波的周期近似为π×sqrt(l2×cx//cy)+ton。这个近似正弦波是以vin+正电压点为轴上下等幅振荡的电压波，经c3将中轴电平移位到vin-地电位点并将能量耦合到隔离变压器5初级绕组np，隔离变压器5初级绕组np两端电压波形的测试点e点的波形见图3中第五栏e/v所示的波形，隔离变压器5的次级绕组ns1和ns2输出的经过隔离变换的近似正弦波交流电压经整流电路6的整流管d1和整流管d2组成的全波整流电路整流成连续的半波脉动直流电，再经pfc电路7的电感l3和滤波电路8的电容c5滤波后，输出平滑的直流电压。当输出直流电压高于设定值时，将输出直流电压与设定值的差值放大后经隔离输入到输出电压反馈信号fb，谐振控制器2接收此反馈信号经处理后，使谐振控制器2输出高电平时间变短，开关管q1的导通时间ton变短，因开关管q1的关断时间近似为π×sqrt(l2×cx//cy)，是基本不变的，因此，开关管q1的开关周期变短，即开关频率变高，又由于谐振电容c1谐振电感l2和谐振电容c2形成闭合的谐振回路呈感性，则谐振电容c2两端的电压降低，使隔离变压器5初级绕组两端电压也降低，则输出电压也就降低；当输出直流电压低于设定值时，开关管q1的导通时间ton变长，开关管q1的开关周期变长，即开关频率变低，则谐振电容c2两端的电压升高，则输出电压也就升高，输出电压稳定在设定值的附近。

整体上，本实用新型实施例提供的一种零电压开关的谐振电源变换电路及变换器，具有以下有益效果：

1.使得电源变换器的开关管在宽输入电压范围内都能实现零电压开关，开关损耗低，电源变换器的效率高，进而可以提高开关频率，减小电源变换器的体积；

2.使得电源变换器能适应输入电压和输出电压的大范围变化和调节；

3.使得电源变换器只有一只功率开关器件，且功率开关器件能采用以地为参考点的驱动的方式，简化电路结构，提高电源变换器的可靠性、降低电源变换器成本；

4.使得电源变换器的隔离变压器不参与谐振，提高电源变换器对负载变化的适应性，电源变换器在全负载范围内都能实现零电压开关，提高了效率。

上述实施例为本实用新型较佳的实施方式，但本实用新型的实施方式并不受上述实施例的限制，其他的任何未背离本实用新型的精神实质与原理下所作的改变、修饰、替代、组合、简化，均应为等效的置换方式，都包含在本实用新型的保护范围之内。