用于无线功率接收器的数字分流调节的制作方法

【技术领域】

本发明涉及无线功率接收器，特别涉及所接收的无线功率的数字分流调节(digitalshuntregulation)。

背景技术：

能量可以在没有电线的情况下传输，以激活低功率系统。远程系统中可以包括小型天线或线圈，电磁功率从附近发射器耦合到该天线，用于为系统供电或为小型电池充电。功率通过电磁感应而无线传输。

称为射频识别(rfid)标签的小芯片已经通过电磁感应而供电。最近，充电垫已被用于在较大设备(如智能手机)上对电池进行无线充电。根据各种因素如发射器和接收器之间的距离，可以采用不同的物理机制。

可以通过匹配发射器和接收器天线的阻抗并使用谐振频率来增强无线功率传输。这种谐振无线功率传输可以提供一个扩展范围。具有扩展范围可以实现新的应用，例如头戴式显示器(hmd)，其将3d立体图像投影到用户眼睛。当用户移动并倾斜他的头部时，3d视图会发生变化。为当前hmd供电的大量线缆会阻碍用户的移动。因此，非常期望能有无线供电的hmd。

其他移动设备同样可以受益于无线功率传输。较小的物联网(iot)设备或电器同样受益于无线功率传输。

图1显示现有技术的谐振无线功率传输系统。无线功率接收器100从无线功率发射器110接收无线功率。在无线功率发射器110中，驱动单元116向放大器114供电，放大器114产生ac信号，由匹配单元112滤波，以驱动天线118。发射的信号可以通过控制器和通信单元122来调制。匹配单元112中的线圈、电容器或其他滤波器元件尝试匹配天线118的阻抗与自放大器114的输出功率，以获得接收器天线128被调谐的谐振频率。

在接收器天线128上接收的无线信号由整流器102整流并由dc-dc转换器104调节。当接收到无线功率时，开关单元106将来自dc-dc转换器104的调节电压连接到功率负载单元108，但是当没有无线功率时断开负载单元108。控制器和通信单元120检测由接收器天线128接收的通信信号，其由无线功率发送器110中的控制器和通信单元122发送。

图2显示一个假设的无线功率接收器中的启动延迟的波形图。当接收器的天线开始从发射器接收无线信号时，线圈电压v_coil开始脉动。随着这些接收信号变强，调节器产生的电压v_out也会上升。v_out在5微秒(μs)时达到5伏的目标电源电压，但由于时钟振荡器电路或锁相环(pll)的启动延迟，接收器的内部时钟clk尚未开始脉冲。再过另一个5微秒后，内部时钟clk开始脉冲。

一旦内部时钟clk开始脉冲，各种数字电路也变得可运行，例如任何数模转换器(dac)。特别是，当10微秒后时钟开始脉冲时，控制功率分流器(powershunt)的dac的数字输入din将开始工作。由din控制的这个功率分流器将开始调节电压v_out，其已经升高到高于5伏的目标，因为时钟直到10微秒才发出脉冲。

一些功率调节器可能无法立即开始运行。一些调节器可能依赖于需要时钟的数字逻辑，例如采样电压或操作状态机或定序器/控制器。这些调节器在启动期间几乎不提供电压调节，直到时钟在10微秒时开始脉冲。在没有调节的情况下，线圈电压v_coil和接收电压v_out会升高到5伏目标以上。

在此时钟启动延迟期间，从5微秒到10微秒这个期间，可能发生过压。在模拟中，v_coil和v_out可能高于5伏目标，高达8伏。常规晶体管在8伏电压时可能会受到损坏。

这种初始过电压是不希望的，因为可能发生电路或器件损坏。需要专门的高压器件来防止这种过电压造成的损坏。这些高压器件是不希望的，因为它们往往需要比常规电压晶体管大得多的芯片面积。这些高压器件的大芯片面积增加了成本和电容延迟。由于高压保护器件引起的这些延迟可能限制高速性能并增加电路中的关键反馈和环路延迟。可能需要特殊的非标准互补金属氧化物半导体(cmos)工艺步骤来构造这些高压器件，这会进一步增加成本。

图3显示当切换负载时串联调节器可以引起高电压的波形。在图1的电路中，dc-dc转换器104串联在整流器102和负载单元108之间。当由负载单元108驱动的负载突然改变时，例如当发生电路切换时，负载电流可能突然改变。在图3的模拟中，i_load在1毫秒(ms)时从50ma变为20ma，然后在2毫秒时变回50ma。

尽管有这种电流开关，dc-dc转换器104仍能够以相当稳定的电压保持其输出v_out到开关单元106和负载单元108。但是，随着负载电流的变化，dc-dc转换器104的输入vbridge突然上升。这是因为通过接收器天线128的电流的突然下降产生了一个反馈电压以进行补偿，因为接收器天线128是电感器。接收器天线128的电感产生一个电压上升以补偿电流的突然变化。

因此，负载电流i_load的突然下降导致接收器天线128上的电压v_coil由于其电感而上升，上升的v_coil通过整流器102，也增加整流器102与dc-dc转换器104输入之间的vbridge。

v_coil和vbridge的电压升高可能很大，例如升高30-60伏。这些大电压将需要高压器件，这需要更大的芯片面积和可能的额外工艺步骤，从而推高了成本。因此，不希望有如图1所示的串联调节器。

期望有一个功率分流器以避免由串联调节引起的高电压。期望有一个由反馈控制的功率分流器。期望在功率分流器(不需要高压器件)反馈回路中使用数字逻辑。希望反馈回路中的这个数字逻辑是异步的，这样在等待时钟开始脉冲时没有初始启动延迟。期望有通过线圈或天线无线地接收功率的一种无线功率接收器，并使用异步数字反馈的功率分流器来调节无线接收的功率。

【附图说明】

图1显示现有技术的谐振无线功率传输系统。

图2是一个假设的无线功率接收器的启动延迟的波形图。

图3是显示当切换负载时串联调节器可以引起高电压的波形。

图4是具有异步数字反馈到功率分流器的一个无线功率接收器示意图。

图5是数字反馈回路的异步运行流程图。

图6是图4的无线功率接收器的启动运行的波形。

图7是图4的无线功率接收器的负载切换性能的波形。

图8是在数字反馈路径中使用双向移位寄存器的一个无线功率接收器。

图9是使用比例积分器进行数字反馈的一个无线功率接收器。

图10是具有异步数字分流器的一个无线功率接收器示意图，该异步数字分流器被修改为接收发射数据。

图11显示从调制的无线功率传输中恢复数据的波形。

图12是一个可重置比较器的示意图。

【具体实施方式】

本发明涉及无线功率接收器的调节器的改进。以下描述以使本领域普通技术人员能够制造和使用在特定应用及其要求的上下文中所提供的本发明。对本领域技术人员而言，对优选实施例的各种修改将是显而易见的，本发明定义的一般原理可以应用于其他实施例。因此，本发明并非旨在限于所示和所述的特定实施例，而是应被赋予与本发明披露的原理和新颖特征一致的最宽范围。

图4是具有异步数字反馈到功率分流器的一个无线功率接收器的示意图。线圈32用作从发射器接收电磁信号的天线。匹配网络22有一个或多个电容器、电感器或其他滤波元件，以调谐接收器的谐振频率，以提高通过线圈32的无线功率的传输效率。

桥28是四个二极管的全波桥，其接收由线圈32接收到的、并由匹配网络22调谐的交流信号，以产生直流信号。跨越桥28输出的电容器26对整流的四分之一波信号进行滤波和平滑，以产生输出电压v_out到负载40。桥28的第二输出端可以用作地。

当通过负载40的负载电流突然改变时，例如在正常运行期间的电路切换期间，通过将电流分流到地来防止对v_out的大的突然改变。分流电流ishunt流过电流导向(currentsteering)dac20以旁路负载40并且当iload发生变化时防止v_out上的大电压尖峰。

电流导向dac20使用数模转换器(dac)来控制分流电流ishunt的量。dac接收一个n二进制比特的数字输入din。电流导向dac20的运行不需要时钟。

在电阻器34、36之间产生一个反馈电压vfb，电阻器34、36从v_out连接到地。比较器24比较该反馈电压vfb与一参考电压vref，以驱动+和-输出。当vfb大于vref时，+被驱动至高且-被驱动至低，而当vfb低于vref时，-被驱动至高且+被驱动至低。

异步数字控制器30检查比较器24的+和-输出，当+输出为高时，增加din的数字值，当-输出为高时，减小din的数字值。异步数字控制器30没有时钟控制。相反，异步数字控制器30可以由+输出的上升沿或-输出的上升沿激活。异步数字控制器30可以具有自定时延迟，例如脉冲发生器，以确定它检查比较器24的输出的频率。异步数字控制器30增加或减少din的速度可以在设计期间设置或者是可编程的，例如以匹配反馈回路响应时间。比较器24也可以由异步数字控制器30重置以控制反馈检测频率。

由于比较器24、异步数字控制器30或电流导向dac20不需要时钟，该反馈环路由于本地系统时钟的启动而不会延迟开始运行。由于反馈可以在v_out上升超过目标电压时开始工作，因此可以避免过电压。一旦v_out超过目标电压，电流就可以通过电流导向dac20分流，而无需等待时钟初始化。因此避免了过电压，并且不需要高压晶体管和其他器件。

图5是数字反馈回路的异步运行流程图。当无线接收器开始接收无线功率时，反馈流程700启动。在步骤702，比较器24的+和-输出都被重置为零。例如，为步骤702，比较器24可以被预充电到两个输出都为低的状态，例如通过将失能电压(disablingvoltage)驱动到差分放大器第一级中的电流源晶体管的栅极上。对比较器24的重置控制可以是在步骤204的短时间内脉冲，例如通过异步单触发脉冲发生器。

在步骤702，一比较器24已重置，然后在步骤704比较器24比较输入电压vfb和vref。在步骤706，当vfb大于vref时，在步骤708，比较器24将+输出脉冲至高电平，同时保留-输出为低电平。然后在步骤710，异步数字控制器30检测到-输出为低、+输出为高脉冲，增加din的数字值。较高的din值使得电流导向dac20增加分流电流。然后在步骤702重置比较器，开始另一个过程循环。

在步骤706，当vfb小于vref时，在步骤718，比较器24将-输出脉冲至高电平，同时保持+输出为低电平。然后在步骤720，异步数字控制器30检测到-输出为高脉冲、+输出为低，降低din的数字值。较低的din值使电流导向dac20减小分流电流。然后在步骤702重置比较器，开始另一个循环。

反馈流程700的实施不需要系统时钟。时间可以通过固有电路延迟和任何添加的延迟元件(例如延迟线或r-c延迟)来控制。虽然使用了数字逻辑，但数字反馈的运行不需要系统时钟，并且可以在系统时钟开始脉冲之前开始控制分流电流。

图6是图5的无线功率接收器的启动运行的波形。当线圈32开始从发射器接收交流无线信号时，线圈电压v_coil开始脉冲并且脉冲幅度随时间增加。随着v_coil的幅度增加，电容器26通过桥28充电，导致v_out上升。一旦v_out达到其目标电压，例如5伏，大多数电路都可以正常工作。具体地，在v_out上升并且激活带隙电路时，建立参考电压vref，并且反馈电压vfb随着vout上升而上升。一旦vfb上升到vref以上，比较器24就可以激活异步数字控制器30，开始从初始值(如0)调整din。较高的din值使电流导向dac20开始分流电流，最终导致v_out下降。当电路稳定时，din和v_out可能会出现一些反复。然后根据需要调整din以响应v_out的变化，以将v_out维持在其目标值。

到电流分流开始的时间延迟取决于v_out的转换速率。在此示例中，延迟约为5微秒，但更快或更慢的转换速率将导致该延迟跟踪v_out的转换。由于反馈的运行不取决于时间，而是取决于v_out的电压电平，因此不会发生过压。因此固有地防止了过电压。

图7是图5的无线功率接收器的负载切换性能的波形。当通过负载40的负载电流在7微秒时突然从50ma切换到20ma时，电流控制dac20分流更多电流以维持输出电压v_out，因为反馈环路会增加din的数字值。当电容器26具有小电容并且v_out随着交流传输信号波动时，din可能看起来是脉冲的，或者当使用较大电容值来平滑波动时，din可以更平滑。

增加的分流电流允许线圈电压v_coil保持相对恒定的幅度。因此，负载切换不会在线圈32、匹配网络22或桥28或相关电路上引起过电压。可以使用由标准cmos工艺制造的低成本器件。

图8是在数字反馈路径中使用双向移位寄存器的无线率接收器。在该替代方案中，异步数字控制器30被实施为双向移位寄存器52。当事件检测器55检测到比较器24的+或-比较输出为高时，它向双向移位寄存器52发信号以进行移位。如果+比较输出为高，则双向移位寄存器52向上移位；如果-比较输出为高，则双向移位寄存器52向下移位。可以对双向移位寄存器52的内容进行编码，以产生n比特二进制数字值用于din。一旦通过双向移位寄存器52产生了新的din值，事件检测器55将重置信号resetn脉冲为低，以重置比较器24的比较输出。

图9是使用比例积分器进行数字反馈的无线功率接收器。在该替代方案中，比例积分控制器58用于实施异步数字控制器30。比例积分控制器58可以由事件检测器55(未示出)触发，或者可以检测比较器24的比较输出何时改变，然后调整数字值din。din的新调整可以与din的先前更改通过比例积分控制器58相结合起来。

图10是具有异步数字分流器的无线功率接收器，该异步数字分流器被修改为接收发送的数据。在该替代方案中，发射器通过使用幅度移位键控(ask)调制发射信号来编码数据。由线圈32接收的ask调制信号将具有较高发射功率的时间段和具有较低发射功率的其他时间段。

通常，当接收到较高的发射功率时，线圈电压v_coil的幅度将增加，而在较低的发射功率时间期间，线圈电压v_coil的幅度将减小。但是，数字反馈在高功率时段期间增加通过电流导向dac20的分流电流，并且在低功率时段期间减小分流电流以将v_out维持在一个几乎恒定的值。恒定v_out使v_coil也保持相对恒定，而通过线圈32的电流随着发射机调制的较高或较低发射功率而增大和减小。

在较高功率时间段，反馈回路将din增加到一个高值din_h，其足够高以使电流导向dac20增加分流电流足以保持v_out恒定。类似地，在较低功率时间段，反馈回路将din降低至一个低值din_l，其足够低以使电流导向dac20降低分流电流足以将v_out保持恒定在内部电源的目标电压上。如果发射器仅在两个功率水平之间进行调制，那么din也将倾向于在两个级别之间进行调制，即din_h和din_l。可以选择din_h和din_l之间的din的中点值作为din值的阈值dth。

数字比较器60可以将异步数字控制器30产生的当前值din与该阈值dth进行比较。当当前值din高于阈值dth时，则检测到逻辑高(1)。当当前值din低于阈值dth时，则检测到逻辑低(0)。因此，数字比较器60可以输出恢复的数据data_out作为接收的数据流。

图11显示从调制的无线功率发射中恢复的数据波形。无线发射器不仅无线地发送功率给接收器，为接收器供电，而且还将数据编码入发射功率。发射器使用ask调制，将发射信号调制进不同幅度的两个功率电平之间。对于逻辑0，发射功率和幅度减小，而对于逻辑1，发射功率幅度增加。

发射器的线圈电压v_coil_tx具有较低幅度脉冲的周期和较高幅度脉冲的周期。但是，接收器的线圈电压v_coil具有恒定的幅度，因为反馈环路增大和减小分流电流以将v_out保持在一个恒定电压，从而防止v_coil随着发射功率调制而上升或下降。相反，分流电流增大和减小以补偿功率调制。反馈回路通过改变dac输入din来调节分流电流，当发射器使用高功率发送逻辑1时，调制din为高值din_h，当发射器使用低功率发送逻辑0时，调制din为低值din_l。

当din高于阈值dth时，检测到逻辑1，并且比较器60输出data_out至高。当din低于阈值dth时，检测到逻辑0，并且比较器60输出data_out至低。因此，通过检查反馈回路中dac的数字输入din来恢复ask编码数据。

din不必具有稳定和恒定的值，但仅需要高于或低于阈值dth，用于检测数据。din可能会因回路抖动和噪声而波动。当电容器26很小并且反馈回路很快时，a.c波形可能叠加在din上，导致din周期性地波动。

图12是一个可重置比较器的示意图。比较器24比较输入电压vin+、vin-，其可以是vfb和vref，以产生比较输出comp+、comp-。resetn通常为高电平，但可以脉冲至低电平以重置比较器24。当resetn脉冲至低电平时，n沟道晶体管78关闭第一级，p沟道晶体管70、72、80、90强烈导通，拉高p沟道晶体管84、94的栅极，关断它们，并且允许comp+和comp-通过n沟道晶体管86、96被拉低。

在正常运行期间，resetn为高，n沟道晶体管78导通，允许n沟道晶体管74、76栅极上的输入电压被比较。第一级输出由中间级的p沟道晶体管84和n沟道晶体管86以及第三级中的p沟道晶体管94和n沟道晶体管96反相。一个锁存器由中间级的p沟道晶体管82和n沟道晶体管88(其栅极由comp-驱动)、以及第三级中的p沟道晶体管92和n沟道晶体管98(其栅极由comp+驱动)形成。

【替代实施例】

发明人还考虑了若干其他实施例。例如，无线功率接收器可以用于各种应用，例如其他交流电源的能量收集、射频识别(rfid)标签、射频(rf)供电系统、压电能量收集、风能收集。

图2-3显示了所提出的设计而不是任何特定的现有技术系统的模拟。发明人正在思索发明人提出的对现有技术系统的改进将如何基于发明人的模拟对新提出的设计起作用。对于不同的系统，时间段(例如5微秒和10微秒)会有所不同，这些仅为估计值。目标电压可以是不同于5伏的电压，例如3伏、1.8伏等。

参考电压vref可以由带隙参考电压发生器产生。一旦系统上电到接近目标电压，带隙参考发生器对电源电压的波动(如v_out)相对不敏感。例如，目标电压的+/-10％的波动不会使vref改变超过1％。

线圈32可以是简单的天线，例如单环或开环。多种变化的线圈32的几何形状是可能的。线圈32可以是扁平环结构，当线圈输出连接到匹配网络时，其具有环开口或切口，例如图1中的线圈天线118、128所示的几何形状。发射器天线的几何形状和尺寸可以比接收器天线大得多，形状也不同。某些系统中可能有多个发射器。

匹配网络可以允许在系统运行期间调节阻抗，或者可以预先调谐到与预期谐振频率和功率最佳匹配的一个固定阻抗。

图4中的反馈回路的响应性取决于比较器24可以多快地比较电压并被重置，以及异步数字控制器30和电流导向dac20可以多快地调节分流电流，以及分流电流调节的大小和电容器26的尺寸。异步数字控制器30可以将din递增或递减1，或者递增或递减一个更大量，例如2、5、10等，以便更快地分流电流调节，以及更多可能性的控制回路过冲。比较器24保持在重置状态的时间周期可以通过产生重置脉冲的单触发中的延迟线来调整，或者通过类似的方法来调整。

虽然已经显示了简单的ask调制，但是可以使用其他类型的数据调制。特别地，虽然仅示出了两个功率电平，使用单个阈值dth区分两个功率电平，但是可以发送多比特符号而不是二进制比特，发射器可以使用多于2个功率电平进行发射。接收器中的多于一个比较器60可以使用多个阈值来区分多个功率电平。

可以认为负载从v_out连接到地，其中v_out和地是桥的端子。该桥地可以与负载中所有电路使用的地相同，或者可以使用多个地。

波形显示了由线圈32接收的发射交流波形的各个脉冲。但是，交流频率可能高得多，在测试设备上看到的实际波形中，脉冲可能模糊在一起。因此，在测试设备或模拟中看到的波形可能看起来不同于所示的理想波形。为了更容易地说明运行概念，该波形图使用了非常慢的时钟。

可以添加其他组件，例如用于断电或关闭接收器，甚至在接收到发射功率时，例如当用户翻转和闭合/断开开关时。可以添加开关单元以断开输出电压和负载。可以添加电池或电容器以在发射功率丢失时继续提供电力并保持输出电压，可以暂时延长电力直到执行断电程序并保存任何数据或设置。较小的系统可以根本不使用电池，一些应用可能对电源中断不敏感并且不需要电池。电容器26的尺寸可以增大以增加v_out保持为高的时间，以在发射功率丢失之后为系统供电。当v_out的波动可被接受时，电容器26可以具有较小的电容值，或者较大的电容值以更好地平滑波动和噪声。在有足够寄生电容的一些低成本应用中，可以删除电容器26。可以使用半桥而不是全整流桥。

数字值中的比特数(n)可以是3比特、4比特、8比特或一些其他值，这取决于控制回路所需的分流电流的精度。只能使用dac的较高或最高有效位(msb)，而lsb被驱动为低电平。可以使用标准dac布局，从最终布局中删除不太重要的电流源。dac中最低有效电流源的大小可以按比例放大到所需最小调节的分流电流。

分流电流可以脉冲接通和断开而不是连续接通。异步数字控制器30可以在检测到比较事件之后仅在短时间内驱动数字值，然后将数字值驱动为全零以关闭分流电流。

图12所示的示意图仅是可重置比较器的一个可能的实施例。比较器24可以是具有单个输出的标准模拟比较器，异步数字控制器30可以检查该比较器输出并在该输出为高时增加din，并且当该输出为低时减小din。事件检测器55或另一个边缘检测器或自定时器可以检测一个输入上的变化以触发异步数字控制器30增加或减少din。当比较输出改变状态时可以触发单触发脉冲发生器，该单触发脉冲可以触发异步数字控制器30的级联操作，包括脉冲resetn至低以重置比较器(如果使用可重置比较器的话)。对于异步数字控制器30，可以考虑多种可能的布置和替代方案，具有和不具有事件检测器55或另一个触发器或自定时电路，以及标准比较器24或可重置比较器24。

可以根据需要通过交换反相和非反相输入来添加反转，但是不改变整体功能，因此可以认为是等效的。开关可以是n沟道晶体管、p沟道晶体管、或并联n沟道和p沟道晶体管的传输门、或更复杂的电路，无论是无源还是有源、放大或非放大。

可以在各个节点处添加附加组件，例如电阻器、电容器、电感器、晶体管等，还可以有寄生组件。可以使用额外的晶体管或以其他方式实现启用和禁用电路。可以添加传输门晶体管或传输门用于隔离。虽然已经显示了差分逻辑，但是可以使用单端信号与一固定电压(如地)一起用于补偿差分信号，或者可以仅使用真差分流径。电流可以被认为是正的或负的，电压可以相对于各种参考电平而不是绝对电平。

本发明的背景部分可以包含关于本发明的问题或环境的背景信息，而不是由其他人描述现有技术。因此，在背景技术部分中包含的材料并不是申请人对现有技术的承认。

本文描述的任何方法或过程是机器实现的或计算机实现的，旨在由机器、计算机或其他设备执行，不旨在没有机器辅助的情况下仅由人执行。产生的有形结果可以包括在诸如计算机监视器、投影设备、音频生成设备和相关媒体设备之类的显示设备上的报告或其他机器生成的显示，可以包括也是机器生成的硬拷贝打印输出。其他机器的计算机控制是另一个有形的结果。

所述的任何优点和益处可能不适用于本发明的所有实施例。通常，一个或多个单词的标签在单词“装置”之前。单词“装置”前面的单词是旨在便于参考权利要求元素的标签，并不意图表达结构上的限制。这种装置加功能的权利要求旨在不仅覆盖在此所述的用于执行该功能及其结构等同物的结构，而且覆盖等同的结构。例如，虽然钉子和螺钉具有不同的构造，但它们都具有等同的结构，因为它们都具有紧固功能。信号通常是电子信号，但也可以是光信号，例如可以通过光纤线传送。

为了说明和描述的目的，前面已经呈现了本发明实施例的描述。这并不意味着穷举或将本发明限制到所披露的确切形式。鉴于上述教义，许多修改和变化是可能的。本发明范围旨在不受限于该详述，而是受限于所附加的权利要求。