电力变换装置的制作方法

本发明涉及一种电力变换装置，更确定地说涉及一种具有将直流电力变换为交流电力的逆变器电路的电力变换装置。

背景技术：

一般来说，将直流电力变换为交流电力的逆变器被设计成：在逆变器的输出侧连接有滤波电抗器、滤波电容器，为了保护变换器，在产生了过电流的情况下检测该过电流来使逆变器停止。

然而，在如太阳光发电用电力变换装置等那样的连接于商用系统的系统连接逆变器(grid-connectedinverter)的情况下，要求即使在系统电压中产生扰动也不使逆变器停止而继续运转。因此，在产生了系统扰动的情况下，有时由于系统电压的骤变而逆变器的输出电流变为过电流，但是在该情况下也需要进行使逆变器的运转继续的控制。

在日本特开2013-162699号公报(专利文献1)中记载了如下控制：在分散型电源系统的逆变器电路中，响应于交流电力系统的瞬时电压下降而进行将对逆变器电路的栅极信号断开规定时间的栅极阻断，并且降低对逆变器电路的电流指令值，当响应于交流电力系统的电压恢复而解除了栅极阻断时，使暂时下降的该电流指令值逐渐上升。

专利文献1：日本特开2013-162699号公报

技术实现要素：

发明要解决的问题

然而，在专利文献1的逆变器电路的控制中，产生过电流时的逆变器电路的栅极阻断以经过规定时间为条件来被解除。因此，即使使逆变器电路的电流指令值下降，在再次开始逆变器电路的运转时，也有可能由于实际的电流依然大而再次产生过电流。因此，担忧在产生过电流时无法稳定地继续进行逆变器电路的运转。

本发明是为了解决这样的问题而完成的，本发明的目的在于即使在产生了包括逆变器电路的电力变换装置的过电流的情况下也稳定地继续进行逆变器电路的运转。

用于解决问题的方案

在本发明的某方面，电力变换装置具备逆变器电路、电流检测部、控制电路以及驱动电路。逆变器电路构成为包括多个半导体开关元件，将直流侧的直流电力变换为交流电力后从交流侧输出。电流检测部检测从交流侧输出的交流电流。控制电路基于由电流检测部检测出的交流电流控制逆变器电路的动作。驱动电路按照来自控制电路的控制信号控制多个半导体开关元件的接通断开。控制电路在以使交流电流追随交流电流指令值的方式控制逆变器电路的第一控制模式中，当交流电流变得大于预先决定的过电流阈值时，从第一控制模式切换为第二控制模式来控制逆变器电路。并且，控制电路在第二控制模式中，停止以使交流电流追随交流电流指令值的方式控制多个半导体开关元件的接通断开的第一开关动作，控制逆变器电路使得设置以使交流电流单调地减小的方式控制多个半导体开关元件的接通断开的电流减小期间。控制电路在切换为第二控制模式之后，基于交流电流，或者按照与交流侧的电压或电流的零交叉点对应的定时，结束第二控制模式并切换为第一控制模式来控制逆变器电路。

发明的效果

根据本发明，当在逆变器电路中产生过电流时，能够通过切换为设置电流减小期间的第二控制模式来使交流电流(输出电流)减小，并且通过输出电流的监视、或者与电流或电压的零交叉点的同步来选择输出电流小的定时并从第二控制模式恢复为通常的第一控制模式。其结果，即使在产生了包括逆变器电路的电力变换装置的过电流的情况下，也能够稳定地继续进行逆变器电路的运转。

附图说明

图1是表示实施方式1所涉及的电力变换装置的结构的电路图。

图2是表示图1所示的电力变换装置的控制结构的一例的功能框图。

图3是用于说明图2所示的pwm信号变换部的动作的概念性的波形图。

图4是用于说明在pwm信号变换部包括数字电路时的动作的概念性的波形图。

图5是表示图1所示的过电流检测部的结构例的电路图。

图6是用于说明实施方式1所涉及的电力变换装置中的检测出过电流时的控制模式的切换的概念性的波形图。

图7是表示用于生成与图6所示的控制模式的切换对应的pwm信号的pwm信号变换部的详细的结构的电路图。

图8是用于说明实施方式1的变形例所涉及的电力变换装置中的检测出过电流时的控制模式的切换的概念性的波形图。

图9是表示与实施方式1的变形例中的控制模式的切换对应的pwm信号变换部的详细的结构的电路图。

图10是用于说明实施方式2所涉及的电力变换装置中的检测出过电流时的控制模式的切换的概念性的波形图。

图11是表示与实施方式2中的控制模式的切换对应的pwm信号变换部的详细的结构的电路图。

图12是表示实施方式3所涉及的电力变换装置的结构的电路图。

(附图标记说明)

100，100#：电力变换装置；100a：逆变器电路；100b：输出滤波电路；101～106：半导体开关元件；108，126：电抗器(输出滤波电路)；109：电容器(输出滤波电路)；110：平滑用电容器；111，112，114：电压检测部；113：电流检测部；114a，114b：电力线；115：控制电路；117：驱动电路；120：直流电源；122：过电流检测部；123，815，921：比较器；124，125：连接点；130：商用系统；131，132：继电器；200，801：控制部；203：运算部；204：比例积分控制部；205：pwm信号变换部；802：锁存电路；810：电流判定部；811：电流上限值设定部；cw：载波；il：电抗器电流；il*：电抗器电流指令值；ilim：电流上限值；ith：过电流阈值；s1～s6：驱动控制信号(半导体开关元件)；sblk：阻断(block)信号；spwm1，spmw2：pwm信号；spwm1*，spwm2*：pwm信号(基础)；soc：过电流检测信号；srm：过电流模式解除信号；srst：复位信号；td：死区时间；v*：pwm电压指令；vo：逆变器输出电压；vo*：逆变器控制指令值；vref：基准电压(0v)；vsys：系统电压。

具体实施方式

以下，参照附图来详细说明本发明的实施方式。此外，以下对图中的相同或相当的部分附加相同符号，在原则上不重复其说明。

实施方式1.

(电路结构)

图1是表示实施方式1所涉及的电力变换装置的结构的电路图。

参照图1，在实施方式1所涉及的电力变换装置100中，作为主电路具备将直流侧的直流电力变换为交流电力的全桥型的逆变器电路100a、直流电压的平滑用电容器110以及输出滤波电路100b。逆变器电路100a包括半导体开关元件101～104。输出滤波电路100b包括电抗器108、126以及电容器109。并且，电力变换装置100具备用于控制逆变器电路100a的控制电路115、驱动电路117以及过电流检测部122。

直流电源120与作为电力变换装置100的直流侧的平滑用电容器110并联连接。另一方面，在电力变换装置100的交流侧，商用系统130与输出滤波电路100b的电容器109并联连接。

半导体开关元件101～104分别具有正极、负极以及控制电极。作为半导体开关元件101～104能够应用可根据控制电极的电压或电流控制正极与负极之间的电流路径的形成(接通)和切断(断开)的、自消弧型的任意的半导体元件。例如在半导体开关元件是mosfet(metal-oxide-semiconductorfield-effecttransistor：金属氧化物半导体场效应晶体管)的情况下，意味着正极是漏电极，负极是源电极，控制电极是栅极电极。另一方面，在半导体开关元件是igbt(insulatedgatebipolartransistor：绝缘栅双极型晶体管)的情况下，意味着正极是发射极电极，负极是集电极电力，控制电极是栅极电极。

直流电源120的正侧与平滑用电容器110的正电压侧、半导体开关元件101的正极以及半导体开关元件103的正极连接。直流电源120的负侧与平滑用电容器110的负侧、半导体开关元件102的负极、半导体开关元件104的负极连接。

半导体开关元件101的负极与半导体开关元件102的正极在连接点124处连接。半导体开关元件103的负极与半导体开关元件104的正极在连接点125处连接。以下将半导体开关元件101和半导体开关元件103还称为“上臂元件”，将半导体开关元件102及104还称为“下臂元件”。另外，以下将在连接点124与连接点125之间产生的电压差还称为逆变器输出电压vo。

连接点124经由电力线114a来与输出滤波电路100b的电抗器108的一端连接。连接点125经由电力线114b来与输出滤波电路100b的电抗器126的一端连接。电抗器108的另一端与电抗器126的另一端经由输出滤波电路100b的电容器109电连接。商用系统130经由继电器131、132来与电容器109并联连接。

通过配置继电器131、132，能够将商用系统130与电力变换装置100进行解列。另外，还能够在输出滤波电路100b的电容器109与商用系统130之间以及在直流电源120与平滑用电容器110之间，作为噪声对策，还配置未图示的共模噪声滤波器和差模噪声滤波器等。

在图1中，直流电源120的输出电力是直接供给到电力变换装置100的平滑用电容器110的，但是也可以在直流电源120与平滑用电容器110之间进行dc/dc电力变换。例如在直流电源120是太阳能电池的情况下，能够设为如下结构：将通过配置于直流电源120与平滑用电容器110之间的dc/dc转换器(未图示)使电压稳定化后的直流电力供给到电力变换装置100。另外，在直流电源120是燃料电池的情况下，能够同样地配置绝缘型dc-dc转换器。

此外，在直流电源120是蓄电池的情况下，能够通过同样地配置的dc/dc转换器(未图示)将蓄电池的输出电压进行变换后供给到电力变换装置100，或者还能够通过来自电力变换装置100的电力对蓄电池进行充电。在该情况下，电力变换装置100以除了进行从直流电力向交流电力的变换以外还进行从交流电力向直流电力的变换的方式进行动作。并且，能够通过风力发电机等交流电源与将来自该交流电源的交流电力变换为直流电力的变换器的组合来构成直流电源120。此外，本实施方式还能够应用于电动汽车(ev)用的电力变换装置。在该情况下，将电动汽车的电池用作直流电源120。

平滑用电容器110例如能够使用电解电容器、薄膜电容器以及陶瓷电容器等。或者，还能够将作为电力蓄积要素的双电层电容器、锂离子电池等追加连接到平滑用电容器110。

半导体开关元件101～104在图1中包括mosfet，但是也能够包括igbt以及与该igbt反并联连接的续流二极管。此外，在使用mosfet的情况下，能够将内置的体二极管用作续流二极管，但是也能够通过进一步对mosfet反并联连接二极管来构成续流二极管。另外，作为构成半导体开关元件的材料，除了硅(si)以外，还能够应用作为宽带隙半导体的碳化硅(sic)、氮化镓(gan)。通过应用宽带隙半导体，与应用硅材料的半导体的情况相比，能够降低导通损耗、开关损耗。

构成输出滤波电路100b的电抗器108及126在图1中被记为各自独立的要素，但是还能够使用多个绕组之间通过同一个芯进行磁耦合的耦合电抗器元件来构成电抗器108及126。

如上述那样，通过对半导体开关元件101～104的材料使用宽带隙半导体来能够降低开关损耗，因此在电力变换装置100的相同的热负荷下能够提高开关频率。通过这样的高频化，输出滤波电路100b中的电流纹波振幅降低，因此能够谋求通过电抗器108及126的电感降低实现的输出滤波电路100b的小型化和成本的降低。另一方面，如果降低输出滤波电路100b中的电感值，则担忧在产生商用系统130的扰动时容易受到影响。但是，通过与半导体开关元件的开关频率的增加相应地使控制电路的运算也高速化，能够期待通过控制来降低这样的影响。

然而，如果按高频化的各开关周期执行低频下的各开关周期中的控制运算，则需要使控制电路的运算速度高速化。另一方面，如果不使运算速度高速化而将以往的控制电路按原样利用，则有可能需要进行花费多个开关周期来执行以往的1个周期量的控制运算的、所谓的间除控制。在该情况下，担忧上述的高频化的情况下的针对商用系统130的扰动的控制稳定性下降。

如图1所示，作为用于控制电力变换装置100的动作的检测部，配置有电压检测部111、112、114和电流检测部113。电压检测部114检测平滑用电容器110的电压vdc。电压检测部111检测商用系统的电压vsys(以下还称为系统电压vsys)。电压检测部112检测输出滤波电路100b的电容器109的电压vac。电流检测部113检测输出滤波电路100b的电抗器108的电抗器电流il。电压vdc、电压vsys、电压vac以及电抗器电流il的检测值被输入到控制电路115。

电抗器电流il对应于从逆变器电路100a的交流侧输出的“交流电流”。此外，即使在电抗器126处配置电流检测部113，也能够检测电抗器电流il。另外，电容器109的电压vac对应于逆变器电路100a的交流侧的“交流电压”。

控制电路115使用电压vdc、电压vsys、电压vac以及电抗器电流il的检测值来生成用于控制半导体开关元件101～104的接通断开的控制信号。驱动电路117按照来自控制电路115的控制信号，生成半导体开关元件101～104各自的驱动控制信号s1～s4。通过驱动控制信号s1～s4被输入到半导体开关元件101～104的控制电极，半导体开关元件101～104的各个半导体开关元件能够进行导通及关断动作。

另外，电抗器电流il的检测值还被输入到过电流检测部122。过电流检测部122基于电抗器电流il生成过电流检测信号soc。过电流检测信号soc被输入到控制电路115和驱动电路117。

(稳态时的动作)

接着，作为电力变换装置100的稳态时的动作，说明将直流电源120的能量逆向潮流到商用系统130的动作。

图2是说明电力变换装置100的控制结构的一例的功能框图。

参照图2，用于电力变换装置100的稳态动作的控制部200包括运算部203、比例积分控制部204以及pwm(pulsewidthmodulation：脉冲宽度调制)信号变换部205。构成控制部200的各功能块是例如通过由构成控制电路115的微型计算机进行的软件处理和/或硬件处理来实现的。

运算部203运算由电流检测部113检测出的实际的电抗器电流il相对于电抗器电流指令值il*的电流偏差δil。电抗器电流指令值il*被设定为与商用系统130相同频率的正弦波电流。并且，电抗器电流指令值il*的相位被设定为与系统电压vsys的相位之间的相位差固定。特别是，如果将该相位差设为零，则能够将功率因素控制为1.0。电抗器电流指令值il*对应于“交流电流指令值”。

此外，关于电抗器电流指令值il*(正弦波)的振幅，例如能够与来自直流电源120的输出电力最大的动作点对应地进行设定，或者能够以将直流电源120的输出电压控制为固定的方式进行设定。另外，在由上级系统限制能够向商用系统130逆向潮流的电力的情况下，以符合该限制的方式设定电抗器电流指令值il*的振幅相位。这样，关于成为交流波形的电抗器电流指令值il*的设定，不特别限制。

比例积分控制部204通过用于减小由运算部203计算出的电流偏差δil的控制运算，来生成逆变器控制指令值vo*。逆变器控制指令值vo*相当于图1的连接点124与连接点125之间的逆变器输出电压vo的指令值。

例如，比例积分控制部204能够通过将上述电流偏差与比例增益kp相乘所得到的比例项(kp·δil)与上述电流偏差的积分值与积分增益相乘所得到的积分项(ki·σ(δil))相加的反馈运算，来求出逆变器控制指令值vo*。或者，还能够进一步组合前馈控制，例如还能够通过对上述反馈运算结果进一步加上按照平滑用电容器110的电压vdc的前馈项，来求出逆变器控制指令值vo*。

由此，比例积分控制部204以使电抗器电流il追随电抗器电流指令值il*的方式运算逆变器控制指令值vo*。随着电抗器电流指令值il*的周期性的变化，逆变器控制指令值vo*也基本上成为与电抗器电流指令值il*相同频率的交流波形。

pwm信号变换部205生成用于将逆变器输出电压vo控制为逆变器控制指令值vo*的pwm信号。

图3是用于说明pwm信号变换部205的动作的概念性的波形图。

参照图3，pwm信号变换部205将逆变器控制指令值vo*通过除以平滑用电容器110的电压vdc来标准化。由此，得到逆变器控制指令值vo*被标准化为-1～+1的范围内的数值的pwm电压指令v*。

pwm信号变换部205按照被标准化的pwm电压指令v*与以固定频率在-1～+1的范围内变化的载波cw之间的电压比较，生成pwm信号spwm1及spwm2。基本上，在pwm电压指令v*低于载波cw的电压的期间，pwm信号spwm1被设定为逻辑高电平(以下仅称为“h电平”)，另一方面，pwm信号spwm2被设定为逻辑低电平(以下仅称为“l电平”)。与此相对，在pwm电压指令v*高于载波cw的电压的期间，pwm信号spwm1被设定为l电平，另一方面，pwm信号spwm2被设定为h电平。

在pwm信号spwm1的h电平期间，为了使半导体开关元件101及104接通，驱动控制信号s1及s4被设定为h电平。由此，例如，驱动电路117对半导体开关元件101及104的控制电极施加+5v。相反地，在pwm信号spwm1的l电平期间，为了使半导体开关元件101及104断开，驱动控制信号s1及s4被设定为l电平。由此，例如，驱动电路117对半导体开关元件101及104的控制电极施加+0v(gnd)。

与此相对，在pwm信号spwm2的h电平期间，为了使半导体开关元件102及103接通，驱动控制信号s2及s3被设定为h电平。由此，例如，驱动电路117对半导体开关元件102及103的控制电极施加+5v。相反地，在pwm信号spwm2的l电平期间，为了使半导体开关元件102及103断开，驱动控制信号s2及s3被设定为l电平。由此，例如，驱动电路117对半导体开关元件102及103的控制电极施加+0v(gnd)。

此外，如图3所示，一般在pwm信号spwm1、spwm2之间设置死区时间(deadtime)td。如公知的那样，通过设置死区时间，能够防止由于元件偏差等而上臂元件和下臂元件同时接通所引起的短路路径的形成。死区时间td的长度在一般的半导体开关元件中被设为数μs左右，但是在宽带隙半导体等能够进行高速开关的半导体开关元件中，还存在缩短到数ns～数百ns左右的事例。

另外，载波cw的频率与半导体开关元件101～104的开关频率一致。一般来说，开关频率以超出人的可听区域的方式被设为15khz以上的事例多。例如在数kw左右的电力变换装置中，开关频率一般被设为数十khz左右。另外，在本实施方式中，作为载波cw例示三角波，但是也能够将锯齿波等其它周期性的波形用作载波cw。

此外，在图3中，将载波cw和pwm电压指令v*的范围设为-1～+1，但是也能够在除此以外的范围、例如0～+1的范围内生成载波cw和pwm电压指令v*。

如上所述，使半导体开关元件101及104同时接通断开、并且使半导体开关元件102及103同时接通断开的动作被称为双极调制动作。即，如上所述，通过使半导体开关元件101及104按照pwm信号spwm1接通断开、并且使半导体开关元件102及103按照pwm信号spwm2接通断开，来执行双极调制动作。

在双极调制动作中，如果忽略死区时间，则在直流母线电压(电压vdc)、商用系统电压(电压vsys)以及载波cw的周期tcw(载波频率的倒数)与半导体开关元件的接通时间ton之间存在下述的式(1)所示的关系。

ton＝(1+vsys/vdc)/2×tcw…(1)

根据式(1)，在商用系统130的瞬时电压为0的情况下(vsys＝0)，ton＝0.5×tcw，接通占空比为50％。此外，式(1)中的ton是半导体开关元件101及103的接通时间，如果忽略死区时间，则能够根据tw-ton求出半导体开关元件102及103的接通时间。

如果商用系统电压(电压vsys)向正侧变大，则根据式(1)，半导体开关元件101及104的接通占空比从50％起增加，半导体开关元件102及103的接通占空比从50％起减小。相反地，如果商用系统电压(电压vsys)向负侧变大，则半导体开关元件101及104的接通占空比从50％起减小，半导体开关元件102及103的接通占空比从50％起增加。

此外，对于半导体开关元件101～104，还能够通过与双极调制不同的、所谓的单极调制动作来进行控制。在单极调制动作中，半导体开关元件101及102按照图3的pmw信号spwm1及spwm2被接通断开，另一方面，半导体开关元件103及104按照pwm电压指令v*的极性被接通断开。具体地说，在v*>0的半周期中，使半导体开关元件103接通(104断开)，另一方面，在v*<0的半周期中，使半导体开关元件104接通(使103断开)，由此半导体开关元件103及104按照商用系统130的频率被接通断开。

在单极调制动作中，半导体开关元件103及104的开关次数下降，因此具有抑制开关损耗的优点。另一方面，还存在漏电流的增加等缺点，因此优选的是根据漏电流容许量等动作条件来判断可否应用单极调制动作。

此外，在图3中示出了pwm电压指令v*和载波cw连续地变化的波形图，但是实际上，如果控制电路115包括微型计算机等数字设备，则pwm信号变换部205也作为数字电路进行动作。

在图4中示出用于说明pwm信号变换部205包括数字电路时的动作的概念性的波形图。

参照图4，载波cw是通过利用计数器等在每个控制周期将数值进行递增计数或递减计数来生成的。同样地，pwm电压指令v*在每个控制周期与控制运算的执行相应地台阶状地变化。因而，实际上，载波cw和pwm电压指令v*的电压值以阶梯状变化。

此外，在图4的例子中，将pwm电压指令v*的更新定时设为载波cw的波峰(极大点)的定时，但是也能够在其它定时(例如载波cw的波谷(极小点)、或波峰和波谷这两方)更新pwm电压指令v*。或者，还能够不与载波cw同步地设置pwm电压指令v*的更新定时。

通过与载波cw同步地更新pwm电压指令v*，关于比例积分控制部204的控制运算，也能够与载波cw同步地使用载波周期内的电流平均值、电压平均值来执行。另一方面，如果这样周期性地进行控制运算，则只能按每个载波周期变更pwm电压指令v*，因此有可能控制动作相对于载波周期的中途的电压或电流的骤变发生延迟。

再次参照图1和图2，pwm信号变换部205如上所述那样生成的pwm信号spwm1、spwm2被输出到驱动电路117。驱动电路117按照pwm信号spwm1、spwm2生成驱动控制信号s1～s4，由此以使电抗器电流il追随电抗器电流指令值il*的方式使半导体开关元件101～104按照pwm控制进行开关动作。

此外，在图3中说明了比例积分(pi)控制部204的反馈控制以及反馈控制与前馈控制的组合，但是也能够仅通过比例(p)控制、或者通过比例-积分-微分(pid)控制来进行反馈控制。

(检测出过电流时的动作)

接着，说明在电力变换装置100中产生了过电流的情况下的动作。

再次参照图1，作为产生过电流的主要原因，可列举商用系统130中的扰动的产生。例如，如果产生系统的接地、线间短路等，则商用系统130的电压急剧地下降。特别是在系统电压相位为90度或270度等的电压振幅大的定时，系统电压(vsys)急剧地下降的情况下，电压的变化量变大，因此对电力变换装置100的影响大。由于系统电压的变化而输出滤波电路100b的电抗器108及126的电抗器电流il的斜率发生变化，关于电抗器电流il的斜率k(il)，使用直流母线电压(电压vdc)、商用系统电压(电压vsys)以及作为电抗器108及126的电感之和的l，下述的式(2)成立。

k(il)＝(vdc-vsys)/l…(2)

如上所述，在控制部200中，为了控制电抗器电流il，针对直流母线电压(电压vdc)和商用系统130的系统电压vsys的变化，按照式(1)控制半导体开关元件101～104的接通时间。然而，如果系统电压vsys急剧地变化，则式(2)中的分子的值急剧地变大，从而电抗器电流的斜率变大。

例如，在处于系统电压为正电压(vsys>0)、且通过半导体开关元件101及103接通而从直流侧向交流侧输送电力的状态时，如果在商用系统130中产生扰动而系统电压vsys下降，则平滑用电容器110的正侧―半导体开关元件101―电抗器108-商用系统130-电抗器126-半导体开关元件103-平滑用电容器110的负侧的路径的电流的增加速度上升。因此，在按照稳态动作时的pwm控制的接通断开控制中，导致半导体开关元件101、103的接通时间过大，由于电抗器电流的增大而产生过电流。在过电流显著的情况下，担忧导致半导体开关元件被破坏。

在本实施方式中，设为在电抗器电流il高于预先决定的过电流阈值的情况下检测出过电流。

在图5中示出过电流检测部122的结构例。

参照图5，过电流检测部122具有被输入由电流检测部113检测出的电抗器电流il和过电流阈值ith的比较器123。

比较器123例如在|il|>ith时检测出过电流，将过电流检测信号soc设定为h电平。另一方面，比较器123在|il|≤ith时，不检测出过电流，将过电流检测信号soc维持为l电平。

关于过电流阈值ith，能够考虑电力变换装置100的额定等来任意地设定。例如，能够根据电力变换装置100的运转条件，在额定运转条件下的电抗器电流il的最大电流值的100％～150％的范围内设定过电流阈值ith。或者，能够根据电力变换装置100的元件性能，例如将过电流阈值ith设定为相对于半导体开关元件101～104的额定电流留有固定(例如20％左右)的余量的电流值。另外，还能够将相对于应该保护停止电力变换装置100的过电流值低10％左右的电流值设定为过电流阈值ith。

此外，上述的过电流的检测结构是一例，也能够通过其它结构来检测过电流。例如还能够与半导体开关元件101～104串联地追加电流检测部来检测过电流。在该情况下，既能够仅对半导体开关元件中的某一个元件配置电流检测部，也能够对多个半导体开关元件配置电流检测部。在这些情况下也是将基于电流检测部的检测部输入到过电流检测部122，过电流检测部122当检测出过电流时将过电流检测信号soc设定为h电平。

如上所述，如果在检测出过电流时继续进行稳态动作时的pwm控制，则担忧过电流继续出现。因此，在本实施方式所涉及的电力变换装置100中，在检测出过电流时，执行从稳态动作时的pwm控制模式向其它控制模式的切换。

图6是用于说明实施方式1所涉及的电力变换装置100中的检测出过电流时的控制模式的切换的概念性的波形图。在图6中，为了便于记载，将开关频率(即，载波cw的频率)比实际低地记载，但是实际上，相对于电抗器电流指令值il*的频率为50hz或60hz，开关频率被设为数十khz左右。另外，在图6中省略记载在图3中说明的死区时间td，但是实际上在pwm信号spwm1、spwm2中设置有与图3同样的死区时间。在图6中示出系统电压vsys、电抗器电流指令值il*以及电抗器电流il均为正的情况下的控制动作。

参照图6，通过用于使电抗器电流il与电抗器电流指令值il*一致的pwm变换，生成作为基础的pwm信号spwm1*、spwm2*。即，pwm信号spwm1*、spwm2*是按照在图3中说明的载波cw与pwm电压指令v*之间的电压比较来生成的。因而，pwm信号spwm1*、spwm2*是通过pwm控制来使各周期的h电平期间的比(占空比)变化的、按照载波cw的周期的周期性的脉冲信号，对应于“控制脉冲信号”的一个实施例。

另一方面，从控制电路115向驱动电路117输出pwm信号spwm1、spwm2，驱动电路117按照pwm信号spwm1、spwm2控制半导体开关元件101～104的接通断开。即，pwm信号spwm1、spwm2对应于“控制信号”的一个实施例。

电抗器电流il在pwm信号spwm1的h电平期间(半导体开关元件101及103接通)上升，另一方面，在pwm信号spwm1的l电平期间(半导体开关元件101及103断开)下降，由此以虽然具有纹波成分、但是追随电抗器电流指令值il*的方式进行控制。在未检测出过电流的稳态动作时，pwm信号spwm1*、spwm2*直接作为pwm信号spwm1、spwm2从控制电路115输出。

在此，在时刻t1，产生系统扰动，由此电抗器电流il上升，在时刻t2，变为il>ith而由过电流检测部122检测出过电流。由此，根据来自过电流检测部122的过电流检测信号soc，控制模式从稳态动作时的pwm控制模式切换为过电流模式。即，稳态动作时的pwm控制模式对应于“第一控制模式”的一个实施例，过电流模式对应于“第二控制模式”。

此外，实际上，从实际产生过电流起至通过比较器123而过电流检测信号soc变化为h电平为止，产生固定的延迟时间(一般来说数百ns～数ns左右)。因而，在设计时，需要考虑该延迟时间来设定过电流阈值ith。

在过电流模式中，还设定大于电抗器电流指令值il*且小于过电流阈值ith的范围内的电流上限值ilim。在本实施方式中，将电流上限值ilim设为比电抗器电流指令值il*大α(a)的电流。例如，能够将α(a)设为数a左右。由此，在il*>0时，ilim＝il*+α，另一方面，在il*<0时，能够设为ilim＝il*-α。

另外，关于电流上限值ilim，能够通过对电抗器电流指令值il*加上与进行了稳态时的pwm控制时同等的电抗器电流il的电流纹波、或者在稳态时容许的最大电流纹波来进行设定。或者，还能够通过使电抗器电流指令值il*成k倍(k>1)来设定电流上限值ilim。并且，还能够与电抗器电流指令值il*无关地将从过电流阈值ith起以固定比率减小的电流值或低于过电流阈值ith的固定值设为电流上限值ilim。这样，关于电流上限值ilim，以收敛于大于电抗器电流指令值il*且小于过电流阈值ith的范围内的方式与电抗器电流指令值il*连动地进行设定。

在过电流模式中，当电抗器电流il大于电流上限值ilim时，半导体开关元件101～104的全部被断开，按照pwm控制的开关动作(以下还称为“pwm开关动作”)停止。例如，在时刻t2的时间点(il＝ith)，il>ilim，因此与作为基础的pwm信号spwm1*、spwm2*无关地，pwm信号spwm1及spwm2被设为l电平。pwm开关动作对应于“第一开关动作”。

在时刻t2以后，pwm开关动作停止。在实施方式1中，在过电流模式中的pwm开关动作的停止期间，半导体开关元件101～104被断开，因此电抗器电流il减小。然后，即使电抗器电流il下降为低于电流上限值ilim，也不会在该定时立即再次开始pwm开关动作，与pwm信号spwm1*、spwm2*同步地，即在pwm信号spwm1*或spwm2*从l电平转变为h电平的定时，判断可否再次开始pwm开关动作。

例如，在图6中，在根据探测出il>ilim来使pwm开关动作停止之后，在pwm信号spwm1*从l电平变化为h电平的定时，再次开始pwm开关动作。由此，在时刻t3，再次开始pwm开关动作，半导体开关元件101、103在与pwm信号spwm1*的h电平期间对应的pwm信号spwm1的h电平期间被接通。由此，在时刻t3以后，电抗器电流il再次增加。

其结果，当在时刻t4电抗器电流il再次达到电流上限值ilim时，pwm信号spwm1、spwm2被强制性地设定为l电平，pwm开关动作停止。由此，在时刻t4以后，由于半导体开关元件101～104的断开而电抗器电流il下降，因此变为il<ilim。

接着，在pwm信号spwm1*从l电平变化为h电平的时刻t5，按照pwm信号spwm1*，pwm信号spwm1被设定为h电平，再次开始pwm开关动作。由于半导体开关元件101及103的接通，电抗器电流il再次增加。

在时刻t6，与时刻t4同样地，当电抗器电流il达到电流上限值ilim时，pwm开关动作再次停止。由此，电抗器电流il再次转为减小。这样，在图6中，在时刻t2～t3、时刻t4～t5以及时刻t6～t7的各期间，pwm开关动作停止，半导体开关元件101～104被断开，由此设置电抗器电流il单调地减小的“电流减小期间”。

在时刻t7，与时刻t5同样地，由于il<ilim，因此按照pwm信号spwm1*，pwm信号spwm1被设定为h电平，再次开始pwm开关动作。

然后，在时刻t8，pwm信号spwm1*从h电平变化为l电平，但是在该定时，电抗器电流il也未达到电流上限值ilim。即，即使确保按照稳态时的pwm控制的半导体开关元件101及103的接通时间，电抗器电流il也未上升至电流上限值ilim，因此可判断为能够再次开始稳态动作时的pwm控制。因而，在时刻t8，过电流模式结束，电流上限值ilim的设定也被解除。

即，在时刻t8，控制模式再次被切换为稳态动作时的pwm控制模式。在切换为稳态动作时的pwm控制模式之后，利用按照pwm信号spwm1*、spwm2的pwm信号spwm1、spwm2执行pwm开关动作，以使电抗器电流il追随电抗器电流指令值il*的方式进行控制。

此外，关于过电流模式的结束、即电流上限值ilim的设定解除，还能够以如下情况为条件：不是仅通过1个周期而是在历经多个开关周期，通过按照pwm信号spwm1*、spwm2的开关控制，电抗器电流il也未达到电流上限值ilim。通过这样，能够抑制因从系统扰动恢复时的控制的不稳定性产生的过电流。

或者，关于引入了电流上限值ilim的实施方式1的过电流模式，还能够从开始(时刻t2)起经过预先决定的固定时间之后结束。通过这样，不需要为了进行过电流模式的结束判定而进行电压或电流的监视，因此能够使控制简易化。

或者，关于基于过电流模式的结束的电流上限值ilim的设定解除，还能够设为与电力变换装置100的交流侧的电压或电流(例如，系统电压vsys、电抗器电流il、或电抗器电流指令值il*)的零交叉对应的定时。通过这样，能够从电压和电流为零附近的状态起再次开始稳态动作时的pwm控制模式，因此能够抑制再次产生过电流。

此外，关于由于达到电流上限值ilim而停止的pwm开关动作的再次开始定时(时刻t3、t5、t7)，还能够设为pwm信号spwm2*从l电平转变为h电平的定时。在该情况下，在基于il<ilim再次开始pwm开关动作后，通过pwm信号spwm2*的h电平期间的半导体开关元件102及103的接通而电抗器电流il下降。然后，在pwm信号spwm2*变化为l电平且pwm信号spwm1*变化为h电平之后，电抗器电流il转为增加。

在该情况下，如果在pwm信号spwm1*接下来变化为l电平之前电抗器电流il达到电流上限值ilim，则pwm开关动作再次停止而过电流模式继续。另一方面，如果直到pwm信号spwm1*接下来变化为l电平的定时为止、即遍及pwm信号spwm1的1个周期而il<ilim持续，则在该定时，过电流模式结束，控制模式被切换为稳态动作时的pwm控制模式。

如果在过电流模式中pwm开关动作停止之后在电抗器电流il变得小于电流上限值ilim的定时立即再次开始pwm开关动作，则担忧在与pwm信号spwm1*的h电平期间重叠的情况下，电抗器电流il立即达到电流上限值ilim而pwm开关动作再次停止。因而，通过使pwm开关动作的再次开始定时与pwm信号spwm1*、spwm2*同步，能够防止在再次开始pwm开关动作后pwm开关动作立即再次停止。在图6中，时刻t3、t5以及t7对应于“第一定时”。

此外，在图6中例示了系统电压vsys、电抗器电流指令值il*以及电抗器电流il为正的情况下的控制动作，但是在系统电压vsys、电抗器电流指令值il*以及电抗器电流il为负的情况下，也同样地能够控制向过电流模式的切换、电流上限值ilim(ilim<0)的设定以及从过电流模式向稳态动作时的pwm控制模式的切换。但是，在该情况下，在pwm信号spwm2*的h电平期间，电抗器电流il(绝对值)增加，因此在暂时停止的pwm开关动作再次开始后，直到pwm信号spwm2*从h电平变化为l电平的定时为止、即遍及pwm信号spwm2*的1个周期而电抗器电流il未达到电流上限值ilim时，能够结束过电流模式。

另外，在图6的动作例中设想了系统扰动在比较短的期间内收敛而电抗器电流il的过电流也收敛，但是也有可能由于系统扰动长期持续或者电力变换装置100的异常而时刻t8的状态长期不出现。因而，优选的是，在过电流模式开始后，当如时刻t4、t6、t8那样电抗器电流il达到电流上限值ilim的次数达到预先决定的规定次数(例如5次左右)时，使电力变换装置100的动作停止。

在图7中示出表示用于生成与在图6中说明的控制模式的切换对应的pwm信号的pwm信号变换部的详细的结构的电路图。

参照图7，pwm信号变换部205包括控制部801、锁存电路802、and门803、804以及电流判定部810。电流判定部810具有电流上限值设定部811、or门812以及比较器815。电流判定部810被输入来自过电流检测部122的过电流检测信号soc。

控制部801接收图2所示的逆变器控制指令值vo*和载波cw，通过在图3中说明的pwm控制来生成pwm信号spwm1*、spwm2*。即，pwm信号spwm1*、spwm2*相当于图3和图4中的pwm信号spwm1、spwm2。即，控制部801被记为包括pwm信号变换部205的功能中的图3所示的pwm控制功能的功能块。

电流上限值设定部811在过电流检测信号soc从l电平变化为h电平时，开始生成电流上限值ilim。直到来自控制部801的过电流模式解除信号srm被设定为h电平为止，电流上限值设定部811继续生成电流上限值ilim。如上所述，电流上限值设定部811能够与电抗器电流指令值il*连动地设定电流上限值ilim。另外，当在切换为过电流模式之后上述的过电流模式的结束条件成立时，过电流模式解除信号srm被设定为h电平。

或者，关于电流上限值ilim，还能够始终由控制部801生成之后传送到电流上限值设定部811，电流上限值设定部811从与过电流检测信号soc相应的动作开始时起将电流上限值ilim输出到比较器815。

比较器815将由电流检测部113检测出的电抗器电流il与来自电流上限值设定部811的电流上限值ilim进行比较来输出信号slim。信号slim在ir>ilim时被设定为h电平，另一方面，在ir≤ilim时被设定为l电平。此外，电抗器电流il和电流上限值ilmin均是交流电流，因此在比较器815中，需要进行绝对值彼此的比较、或者正电流和负电流这2个系统中的比较结果的综合。

or门812输出来自比较器815的信号slim与过电流检测信号soc的or(逻辑或)运算结果。即，在电抗器电流il大于过电流阈值ith时(过电流模式的开始时)、或者电抗器电流il大于电流上限值ilim时(过电流模式中)，or门812的输出信号被设定为h电平。相反地，在il<ith而维持稳态动作时的pwm控制模式的期间以及在过电流模式中il<ilmin的期间，or门812的输出信号成为l电平。

锁存电路802当从or门812被输入h电平信号时，直到被输入来自控制部801的复位信号srst为止，将阻断信号sblk持续设定为l电平。锁存电路802当被输入复位信号srst时，如果or门812的输出信号为l电平，则使阻断信号sblk恢复为h电平。直到从or门812输入h电平信号为止，阻断信号sblk维持h电平。另外，在or门812的输出信号为h电平的期间，即使被输入复位信号srst，阻断信号sblk也维持l电平。

and门803输出来自控制部801的pwm信号spwm1*与阻断信号sblk的and(逻辑与)运算结果来作为pwm信号spwm1。同样地，and门804输出来自控制部801的pwm信号spwm2*与阻断信号sblk的and(逻辑与)运算结果来作为pwm信号spwm2。pwm信号spwm1、spwm2被输入到驱动电路117。

在阻断信号sblk为h电平的期间，pwm信号spwm1*、spwm2*被设为pwm信号spwm1、spwm2。另一方面，在阻断信号sblk为l电平的期间，与pwm信号spwm1*、spwm2*无关地pwm信号spwm1、spwm2被固定为l电平。

关于用于使阻断信号sblk恢复为h电平的复位信号srst，在图6的控制例中，能够在pwm信号spwm1*从l电平变化为h电平的定时(上升沿)、即在时刻t3、t5、t7的定时输入到锁存电路802。另外，还能够根据系统电压vsys、电抗器电流指令值il*以及电抗器电流il为正和负中的哪一个，将复位信号srst的产生定时在pwm信号spwm1*的上升沿与pwm信号spwm2*的上升沿之间切换。

根据图7所示的pwm信号变换部205的结构，在稳态动作时的pwm控制模式(il<ith)、即在图6的时刻t2以前，or门812的输出信号维持l电平而阻断信号sblk维持h电平，因此pwm信号spwm1*、spwm2*直接被设为pwm信号spwm1、spwm2。

当变为il>ith而过电流模式开始时，即在图6的时刻t3，根据过电流检测信号soc而or门812的输出信号变化为h电平，由此阻断信号sblk变化为l电平。由此，pwm信号spwm1、spwm2变化为l电平而pwm开关动作停止。

在图6的时刻t2～t3之间，即使响应于pwm信号spwm1*的上升沿而产生复位信号srst，在il>ilim的情况下，or门812的输出信号也仍为h电平，因此锁存电路802将阻断信号sblk维持为l电平。即，维持pwm开关动作的停止。

在图6的时刻t3，在复位信号srst的产生定时，由于il<ilim而or门812的输出信号是l电平，因此阻断信号sblk恢复为h电平。由此，按照pwm信号spwm1*、spwm2*设定pwm信号spwm1、spwm2，由此利用半导体开关元件101～104的pwm开关动作再次开始。

在图6的时刻t4，比较器815的输出信号slim变化为h电平，由此or门812的输出信号变化为h电平。与此相应地，锁存电路802使阻断信号sblk变化为l电平，因此pwm信号spwm1、spwm2变化为l电平，由此pwm开关动作再次停止。

在图6的时刻t5及t6，与时刻t3及t4同样地pwm信号变换部205进行动作，由此半导体开关元件101～104的pwm开关动作再次开始及停止。并且，在时刻t7，与时刻t3及t5同样地pwm信号变换部205进行动作，由此pwm开关动作再次开始。在时刻t8，上述的过电流模式的结束条件成立，由此控制部801使过电流模式解除信号srm从h电平变化为l电平。与此相应地，电流上限值设定部811停止电流上限值ilim的输出。由此，成为电流上限值ilim的设定被解除的状态。在时刻t8以后，过电流检测信号soc和比较器815的输出信号slim均是l电平，因此or门812的输出信号也变为l电平，阻断信号sblk被设定为h电平。其结果，在过电流模式结束后的稳态动作时的pwm控制模式中，与图6的时刻t2以前同样地，pwm信号spwm1*、spwm2*直接被设为pwm信号spwm1、spwm2。

此外，关于pwm信号变换部205的结构，只要能够按照图6所示的动作生成pwm信号spwm1、spwm2则也能够设为与图7不同的结构。例如在图6中，由and门803、804生成pwm信号spwm1、spwm2，但是也能够设为通过未图示的缓冲器电路输出pwm信号spwm1、spwm2、并且对该缓冲器电路的使能信号端子输入图7的阻断信号sblk的结构。或者，还能够应用fpga(fieldprogrammablegatearray：现场可编程门阵列)等，以具有同样的功能的方式适当构成pwm信号变换部205。

另外，pwm信号spwm1及spwm2是互补性的信号，因此还能够设为通过一个pwm信号的反转来生成另一个pwm信号的结构。但是，在该结构中，需要在反转前的信号与反转后的信号之间另外赋予死区时间。

如以上说明的那样，根据实施方式1所涉及的电力变换装置，在过电流模式中设定电流上限值，基于电抗器电流与电流上限值的比较来判断过电流模式的结束，因此能够抑制在过电流模式结束后立即再次产生过电流。其结果，即使在电力变换装置100中产生了过电流的情况下，也能够稳定地继续运转。特别是，通过与电抗器电流指令值连动地设定电流上限值，与仅仅对过电流阈值设置迟滞的情况相比，能够使结束过电流模式并再次开始了pwm控制模式的情况下的电抗器电流的表现稳定化。

并且，在实施方式1中，基于与电抗器电流指令值连动的电流上限值与电抗器电流的比较，交替地设置进行pwm开关动作的期间与停止pwm开关动作的期间(电流减小期间)。其结果，过电流模式结束后再次开始pwm控制模式时的电抗器电流偏差得以抑制，因此能够使再次开始pwm控制模式后的电抗器电流的表现进一步稳定化。

另外，在过电流模式中，通过使pwm开关动作的开始定时与pwm信号spwm1*、spwm2*同步，能够稳定地执行pwm开关动作，因此能够使电抗器电流il接近电抗器电流指令值il*。

实施方式1的变形例.

在实施方式1的变形例中，说明用于顺畅地从过电流模式恢复为稳态动作时的pwm控制模式的控制。在实施方式1中说明了如在图6中说明的那样在过电流模式中停止pwm开关动作时使半导体开关元件101～104全部断开的控制。与此相对，在实施方式1的变形例中，在停止pwm开关动作时，不是使半导体开关元件101～104全部断开，而是进行使不会增大电抗器电流il的一部分半导体开关元件接通的控制。

在图8中示出用于说明实施方式1的变形例所涉及的电力变换装置100中的检测出过电流时的控制模式的切换的概念性的波形图。在图8中，示出了电抗器电流il与图6同样地变化的情况下的控制。即，电抗器电流il、电抗器电流指令值il*以及电流上限值ilim的波形与图6同样。

在图8中，也例示系统电压vsys、电抗器电流指令值il*以及电抗器电流il均为正的期间的控制动作。在该情况下，在半导体开关元件101及104的接通期间，从直流侧向交流侧供给电力。因而，在系统电压vsys、电抗器电流指令值il*以及电抗器电流il为正的期间，即使半导体开关元件102及103接通，电抗器电流il也不会增加而减小。

因此，在实施方式1的变形例中，在过电流模式开始后，在pwm开关动作停止的时刻t2、t4、t6，半导体开关元件101及104被断开(spwm1＝l电平)，另一方面，半导体开关元件102及103被接通(spwm2＝h电平)。与此相应地，在时刻t2、t4、t6以后，与图6同样地，电抗器电流il减小。

在时刻t3、t5、t7，根据与图6同样的条件，pwm开关动作再次开始，由此电抗器电流il转为增加。在时刻t4、t6，与图6同样地，电抗器电流il达到电流上限值ilim，由此如上所述那样以半导体开关元件101及104被断开且半导体开关元件102及103被接通的方式pwm开关动作停止。

在时刻t8，与图6同样地，过电流模式结束，电流上限值ilim的设定也被解除。此外，在实施方式1的变形例中，也能够与在实施方式1中的说明同样地设定过电流模式的结束条件。

另外，在图8中也省略记载死区时间，但是实际上，针对pwm信号spwm1、spwm2的各个pwm信号，在从l电平变化为h电平时，赋予与图3同样的死区时间。在图8中，在时刻t2～t3、时刻t4～t5以及时刻t6～t7的各期间，pwm开关动作停止，半导体开关元件101、104被断开，由此设置电抗器电流il单调地减小的“电流减小期间”。

在图9中示出表示与在图8中说明的实施方式1的变形例中的控制模式的切换对应的pwm信号变换部205的详细的结构的电路图。

参照图9，pwm信号变换部205包括控制部801、锁存电路802以及电流判定部810、比较器921、not门920、925、and门906、907以及or门924。

控制部801、锁存电路802以及电流判定部810与图7同样地动作。此外，控制部801关于pwm信号spwm1*，与图3及图4的pwm信号spwm1不同地，能够不赋予死区时间地生成。这是因为，在图9的结构中，如后述那样，在最后级对pwm信号spwm1、spmw2赋予死区时间。

另外，从电流判定部810的or门812输入到锁存电路802的信号以及从控制部801输入到锁存电路802的复位信号srst与图6同样，因此关于锁存电路802所输出的阻断信号sblk，也与图7同样地设定。即，在过电流模式中的pwm开关动作的停止期间，阻断信号sblk被设定为h电平，在除此以外的期间，阻断信号sblk被设定为l电平。

比较器921将由电压检测部111检测出的系统电压vsys与基准电压vref进行比较。通过将基准电压vref设为0(v)，能够判定系统电压vsys为正电压和负电压中的哪一个。在图9的例子中，设为在vsys为正电压(vsys>vref)时，比较器921的输出信号是l电平，在vsys为负电压(vsys<vref)时，比较器921的输出信号是h电平。此外，对于比较器921，还能够代替系统电压vsys而输入由电压检测部112得到的电容器109的电压vac、或由电流检测部113检测出的电抗器电流il，由此判定商用系统130的极性。

and门906输出来自控制部801的pwm信号spwm1*与基于not门925的阻断信号sblk的反转信号的and(逻辑与)运算结果。and门907输出比较器921的输出信号与阻断信号sblk的and(逻辑与)运算结果。or门924输出and门906及907的输出信号之间的or(逻辑或)运算结果来作为pwm信号spwm1。not门920输出pwm信号spwm1的反转信号来作为pwm信号spwm2。这些pwm信号spwm1及spwm2在经过未图示的死区时间赋予电路之后输入到驱动电路117。例如，该死区时间赋予电路能够构成为：通过执行pwm信号spwm1(spwm2)与经过延迟级后的pwm信号spwm1(spwm2)的and(逻辑运算)，仅在从l电平向h电平的上升沿赋予相当于死区时间的延迟。

在阻断信号sblk为l电平的情况下，从not门925向and门906输入h电平，因此and门906的输出信号成为pwm信号spwm1*。另一方面，and门907的输出信号与比较器921的输出信号(即，系统电压vsys的极性)无关地被固定为l电平。因而，从or门924输出pwm信号spwm1*来作为pwm信号spwm1，从not门920输出pwm信号spwm1*的反转信号来作为pwm信号spwm1。因而，半导体开关元件101～104能够执行基于pwm信号spwm1*(spwm2*)的pwm开关动作。

另一方面，在阻断信号sblk为h电平的情况下，根据系统电压vsys的极性，pwm信号变换部205的动作不同。在阻断信号sblk为h电平的期间，从not门925向and门906输入l电平的信号，因此and门906的输出信号被固定为l电平。另一方面，and门907的输出信号在比较器921的输出信号为l电平的情况(vsys>0)下变为l电平，另一方面，在比较器921的输出信号为h电平的情况(vsys<0)下变为h电平。

因而，在阻断信号sblk的h电平期间，在系统电压vsys为正电压(vsys>0)的情况下，pwm信号spwm1被设定为l电平，pwm信号spwm2被设定为h电平。由此，在vsys>0时形成从直流侧向交流侧输送能量的路径的半导体开关元件101及104被断开，另一方面，进行互补动作的半导体开关元件102及103被接通。这样的半导体开关元件101～104的接通断开对应于系统电压vsys为正电压的情况下的“第二开关动作”。

相反地，在阻断信号sblk的h电平期间，在系统电压vsys为负电压(vsys<0)的情况下，pwm信号spwm2被设定为l电平，pwm信号spwm1被设定为h电平。由此，在vsys<0时形成从直流侧向交流侧输送能量的路径的半导体开关元件102及103被断开，另一方面，进行互补动作的半导体开关元件101及104被接通。这样的半导体开关元件101～104的接通断开对应于系统电压vsys为负电压的情况下的“第二开关动作”。

其结果，在过电流模式中的pwm开关动作的停止期间，能够根据系统电压vsys的极性，使形成从直流侧向交流侧输送能量的路径的一部分半导体开关元件断开，另一方面，使剩余的半导体开关元件接通。

这样，即使如实施方式1的变形例那样进行在过电流模式中的pwm开关动作的停止期间使对电抗器电流il的增加没有贡献的一部分半导体开关元件接通的控制，也能够得到与实施方式1同样的效果。并且，过电流模式与pwm控制模式之间的开关动作的差异变小，因此能够与实施方式1相比更顺畅地进行从过电流模式向pwm控制模式的切换。

此外，关于pwm信号变换部205的结构，只要能够按照图8所示的动作生成pwm信号spwm1、spwm2则也能够设为与图9不同的结构。例如，与实施方式1同样地，能够应用缓冲器电路、fpga等，以具有与图9的结构同样的功能的方式适当构成pwm信号变换部205。

实施方式2.

在实施方式2中，说明在实施方式1及其变形例中说明的过电流模式中的其它控制例。即，在实施方式中，电力变换装置100的结构(图1)和稳态动作时的pwm控制也与实施方式1同样。

在图10中示出用于说明实施方式2所涉及的电力变换装置100中的检测出过电流时的控制模式的切换的概念性的波形图。在图10中，电抗器电流指令值il*的波形也与图6及图8同样，例示系统电压vsys、电抗器电流指令值il*以及电抗器电流il为正的期间的控制动作。

在图10中，也由于时刻t1的系统扰动的产生而在时刻t2开始过电流模式。在时刻t2以前，按照pwm信号spwm1*、spwm2*设定pwm信号spwm1、spwm2，因此半导体开关元件101～104执行pwm开关动作。

在实施方式2中，在过电流模式中，不进行如实施方式1那样的与电流上限值ilim的比较，半导体开关元件101～104全部维持断开。即，在时刻tx，过电流模式结束，控制模式被切换为pwm控制模式为止的期间，与pwm信号spwm1*、spwm2*无关地pwm信号spwm1、spmw2被固定为l电平。其结果，在过电流模式中，电抗器电流il朝向0而单调地变化，当达到il＝0时，维持其状态。

在时刻tx，根据探测出电抗器电流指令值il*的零交叉点，过电流模式结束。即，时刻tx对应于“第二定时”。在图10中，遍及时刻t2～tx，pwm开关动作停止而半导体开关元件101～104被断开，由此设置电抗器电流il单调地减小的“电流减小期间”。

在时刻tx以后，与时刻t2以前同样地，使用按照pwm信号spwm1*、spwm2*的pwm信号spwm1、spwm2，半导体开关元件101～104执行用于使电抗器电流il追随电抗器电流指令值il*的pwm开关动作。

如图10所示，在过电流模式中，也继续进行比例积分控制部204(图2)的控制运算来生成pwm信号spwm1*、spwm2*。另一方面，在实施方式2中，在过电流模式中，有可能电抗器电流il与电抗器电流指令值il*的偏离变大。因而，优选的是，在从过电流模式向pwm控制模式的切换时间点，为了清除过电流模式中的电流偏差δil的积分，将积分项(ki·σ(δil))的值暂时清零。或者，在过电流模式中，也可以暂时停止比例积分控制部204中的积分项的运算(特别是电流偏差δil的积分)。

在图11中示出表示与在图10中说明的实施方式2中的控制模式的切换对应的pwm信号变换部205的详细的结构的电路图。

参照图11，pwm信号变换部205包括控制部801、锁存电路802以及and门931、932。

控制部801与图7同样地动作，输出用于pwm开关动作的pwm信号spwm1*、spwm2*和复位信号srst。在实施方式2中，复位信号srst是在电抗器电流指令值il*的零交叉定时(图10的时刻tx)产生的。如在图2和图3中说明的那样，电抗器电流指令值il*是在控制电路115的内部生成，因此能够容易地探测该零交叉定时。或者，关于复位信号srst的产生定时，也能够作为电力变换装置100的交流侧的电压或电流的其它零交叉点，与由电压检测部111检测的系统电压vsys或由电流检测部113检测的电抗器电流il的零交叉点对应地决定。

对于锁存电路802，代替图9和图11中的来自电流判定部810的输出信号而输入来自过电流检测部122的过电流检测信号soc。因而，锁存电路802在过电流检测信号soc变化为h电平时，直到被输入来自控制部801的复位信号srst为止，将阻断信号sblk持续设定为l电平。锁存电路802当被输入复位信号srst时，如果过电流检测信号soc为l电平，则使阻断信号sblk恢复为h电平。因而，可理解：阻断信号sblk在图10的时刻t2，从h电平变化为l电平，在时刻t2～tx之间维持l电平。在时刻tx以后，阻断信号sblk被设定为h电平。

and门931输出来自控制部801的pwm信号spwm1*与阻断信号sblk的and(逻辑与)运算结果来作为pwm信号spwm1。同样地，and门932输出来自控制部801的pwm信号spwm2*与阻断信号sblk的and(逻辑与)运算结果来作为pwm信号spwm2。pwm信号spwm1、spwm2被输入到驱动电路117。

在阻断信号sblk为h电平的期间，pwm信号spwm1*、spwm2*被设为pwm信号spwm1、spwm2。另一方面，在阻断信号sblk为l电平的期间，与pwm信号spwm1*、spwm2*无关地pwm信号spwm1、spwm2被固定为l电平。

根据图11所示的pwm信号变换部205的结构，在选择稳态动作时的pwm控制模式的、图10的时刻t2以前以及时刻tx以后，能够如图10所示那样使pwm信号spwm1、spwm2的电平与pwm信号spwm1*、spwm2*同等。另一方面，在应用过电流模式的图10的时刻t2～tx，能够将pwm信号spwm1、spwm2固定为l电平。

此外，关于pwm信号变换部205的结构，只要能够按照图10所示的动作生成pwm信号spwm1、spwm2则也能够设为与图11不同的结构。例如，与实施方式1同样地，能够应用缓冲器电路、fpga等，以具有与图11的结构同样的功能的方式适当构成pwm信号变换部205。另外，还能够设为通过pwm信号spwm1及spwm2中的一个pwm信号的反转来生成另一个pwm信号的结构。但是，如也在实施方式1中叙述的那样，需要在反转前的信号与反转后的信号之间另外赋予死区时间。

如以上说明的那样，在实施方式2所涉及的电力变换装置中，能够通过与实施方式1同样地开始的过电流模式减小电抗器电流il，并且在涉及电力变换装置100的交流侧的电压或电流(代表性的是电抗器电流指令值il*)的零交叉定时从过电流模式切换为稳态动作时的pwm控制模式。

由此，在pwm控制模式刚再次开始之后的、电抗器电流il相对于电抗器电流指令值il*的电流偏差变小，因此能够稳定地再次开始电流控制。另外，即使在由于检测延迟等而控制模式的切换定时偏离于零交叉点的情况下，也从电抗器电流il比较小的状态起开始用于追随电抗器电流指令值il*的pwm控制，因此能够防止控制动作不稳定。

此外，在实施方式1及其变形例中，也能够通过与实施方式2的组合来与涉及商用系统130的交流波形(代表性的是电抗器电流指令值il*)的零交叉定时对应地决定过电流模式的结束定时。

实施方式3.

在实施方式3中，说明本实施方式所涉及的过电流模式对于电力变换装置的其它结构例的应用。

图12是表示实施方式3所涉及的实施方式3所涉及的电力变换装置的结构的电路图。

参照图12，实施方式3所涉及的电力变换装置100#与在实施方式1中说明的电力变换装置100(图1)相比，在逆变器电路100a还包括半导体开关元件105及106的方面不同。半导体开关元件105及106能够包括与半导体开关元件101～104相同的元件。半导体开关元件105及106在连接点124与连接点125之间串联地电连接。半导体开关元件105的正极与连接点124电连接，半导体开关元件106的负极与连接点125电连接，半导体开关元件105的负极与半导体开关元件106的正极电连接。

驱动电路117对半导体开关元件105及106的控制电极输出驱动控制信号s5及s6。由此，与半导体开关元件101～104同样地，半导体开关元件105、106也能够按照来自控制电路115的控制信号(pwm信号spwm1、spwm2)进行接通断开。

具体地说，在系统电压vsys为正电压的情况下，通过pwm控制使半导体开关元件101及104接通断开，另一方面，半导体开关元件106与半导体开关元件101及104互补性地接通断开。并且，半导体开关元件105被固定为接通，另一方面，半导体开关元件102及103被固定为断开。由此，能够实现按照图3中的pwm信号spwm1*、spwm2*的pwm控制。

与此相对，在系统电压vsys为负电压的情况下，通过pwm控制使半导体开关元件102及103接通断开，另一方面，半导体开关元件105与半导体开关元件102及103互补性地接通断开。并且，半导体开关元件106被固定为接通，另一方面，半导体开关元件101及104被固定为断开。由此，能够实现按照图3中的pwm信号spwm1*、spwm2*的pwm控制。

在实施方式3所涉及的电力变换装置100#中，连接点124、125间的逆变器输出电压vo以+vdc(半导体开关元件101及104接通时)、0(半导体开关元件105及106接通时)、-vdc(半导体开关元件102及103接通时)这三个电平发生变化。因此，电力变换装置100#还被称为三电平逆变器。

对于实施方式3所涉及的电力变换装置100#，也能够应用在实施方式1中说明的过电流模式(图6)。

参照图6和图11，在系统电压vsys为正电压的情况下，使半导体开关元件101及104按照pwm信号spwm1接通断开(s1＝s4＝spwm1)，使半导体开关元件106按照pwm信号spwm2接通断开(s6＝spwm2)。另一方面，如上所述，半导体开关元件102及103被固定为断开，半导体开关元件105被固定为接通。由此，在pwm控制模式下(时刻t2以前以及时刻t8以后)，能够通过利用半导体开关元件101～106的pwm开关动作，以追随电抗器电流指令值的方式控制电抗器电流il。

在过电流模式中的pwm开关动作停止期间，设为pwm信号spwm1＝spwm2＝l电平，由此使半导体开关元件101～104、106断开，从而能够减小电抗器电流il。关于半导体开关元件105，既可以继续固定为接通，也可以与其它半导体开关元件101～104、106一致地断开，但是在以下方面存在得失。

在过电流模式中也将半导体开关元件105固定为接通的情况下，在半导体开关元件101～104处于断开时，电抗器电流il经过半导体开关元件105、和半导体开关元件106的续流二极管并逐渐减小。在该情况下，半导体开关元件105的控制是在过电流模式与pwm控制模式之间能够共用的。

与此相对，在过电流模式中使半导体开关元件105断开的情况下，在半导体开关元件101～104处于断开时，电抗器电流il经过包括半导体开关元件102及103的续流二极管和平滑用电容器110的路径并逐渐减小。其结果，与将半导体开关元件105固定为接通的情况相比，能够提高电抗器电流il的减小速度。

相反地，在系统电压vsys为负电压的情况下，使半导体开关元件102及103按照pwm信号spwm2接通断开(s2＝s3＝spwm2)，使半导体开关元件105按照pwm信号spwm1接通断开(s5＝spwm1)。另一方面，半导体开关元件101及104被固定为断开，半导体开关元件106被固定为接通。由此，在pwm控制模式中，能够通过利用半导体开关元件101～106的pwm开关动作，以追随电抗器电流指令值的方式控制电抗器电流il。

在过电流检测模式中的pwm开关动作停止期间，设为pwm信号spwm1＝spwm2＝l电平，由此与系统电压vsys为正电压的情况同样地，通过使半导体开关元件101～104、106断开，能够减小电抗器电流il。如上所述，关于半导体开关元件105，既可以继续固定为接通，也可以与其它半导体开关元件101～104、106一致地断开。

此外，还能够对实施方式3所涉及的电力变换装置100#应用在实施方式1的变形例中说明的过电流模式(图8)。

参照图8和图12，在基于实施方式1的变形的过电流模式中的pwm开关动作停止期间，在系统电压vsys为正电压的情况下，pwm信号spwm1被设定为l电平，且pwm信号spwm2被设定为h电平，因此半导体开关元件101～104断开，另一方面，半导体开关元件106接通。因此，在pwm开关动作停止期间，不管半导体开关元件105为接通和断开中的哪一个，都能够减小电抗器电流il。

另外，在过电流模式中的pwm开关动作停止期间，在系统电压vsys为负电压的情况下，pwm信号spwm1被设定为h电平，且pwm信号spwm2被设定为l电平。因而，半导体开关元件101～104被断开，另一方面，半导体开关元件105被接通。因此，在pwm开关动作停止期间，与实施方式1的变形例同样地，不管半导体开关元件106为接通和断开中的哪一个，都能够减小电抗器电流il。

另外，还能够对实施方式3所涉及的电力变换装置100#应用在实施方式2中说明的过电流模式(图10)。

参照图10和图12，在过电流模式中，设为pwm信号spwm1＝spwm2＝l电平，由此在系统电压vsys为正电压的情况下，通过使半导体开关元件101～104、106断开，能够减小电抗器电流il。另外，在系统电压vsys为负电压的情况下，通过使半导体开关元件101～104、105断开，能够减小电抗器电流il。因而，通过将过电流模式的结束定时设为涉及商用系统130的交流波形(代表性的是电抗器电流指令值il*)的零交叉定时，能够实现与实施方式2同样的、过电流模式与稳态动作时的pwm控制模式的切换。

这样，对具有三电平逆变器的结构的电力变换装置100#也能够将在实施方式1及其变形例以及实施方式2中说明的过电流模式从稳态动作时的pwm控制模式切换来应用。另外，关于电力变换装置，也可以设为其它电路结构，例如对三电平以上的多电平逆变器也能够将同样的过电流模式从稳态动作时的pwm控制模式切换来应用。

应认为本次公开的实施方式在所有方面均是例示的，而不是限制性的。本发明的范围不是由上述的说明而是由权利要求书表示，意图包括与权利要求书均等的含义和范围内的所有变更。