转换器的制作方法

本发明涉及一种进行软开关的转换器。

背景技术：

近年，在dc-dc(直流-直流)转换器等电力转换装置中，作为与功率晶体管有关的开关控制之一，广泛采用了零电压开关(下面称为zvs)。关于该开关控制，能够利用降低开关损耗且高效率地进行电力传输、并且降低噪声以抑制开关浪涌、且耐压低的廉价的元件。在专利文献1中介绍了以下技术：在初级侧直流电压与次级侧直流电压的电压差大的情况下，使zvs动作成立。在该dc-dc转换器中，在初级侧和次级侧分别检测电力，以使这两个电力的电力差最小的方式使初级侧开关的占空比和次级侧开关的占空比进行增减。这样，在该装置中应用了使zvs动作始终成立的设计思想。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本特开2016-012970号公报

技术实现要素：

发明要解决的问题

如在上述的方案中看到的那样，针对两方的全桥电路使zvs动作成立是非常困难的要求，有时根本无法始终满足这一要求。因此，本发明人发现了在抑制了电力传输效率的下降的同时、限制性地容许脱离zvs的动作控制的、极其新颖的开关动作。

本发明的目的在于提供一种抑制电力传输效率的下降并且进行软开关的转换器。

用于解决问题的方案

本申请的第一发明的转换器具备：第一全桥电路，其具有两个开关元件串联连接而成的第一桥臂和两个开关元件串联连接而成的第二桥臂；第二全桥电路，其具有两个开关元件串联连接而成的第三桥臂和两个开关元件串联连接而成的第四桥臂；变压器，其具有第一绕组和第二绕组，所述第一绕组的一端与所述第一桥臂的中点连接，所述第一绕组的另一端与所述第二桥臂的中点连接，所述第二绕组的一端与所述第三桥臂的中点连接，所述第二绕组的另一端与所述第四桥臂的中点连接，所述第一绕组与所述第二绕组进行磁耦合；以及控制电路，其对所述第一全桥电路和所述第二全桥电路各自的各开关元件进行开关控制，其中，所述第一全桥电路为低压侧，所述第二全桥电路为高压侧，所述控制电路对所述第二全桥电路的各开关元件进行软开关，对所述第一全桥电路所具有的开关元件中的至少一个开关元件进行硬开关，并且对其它的开关元件进行软开关。

本申请的第二发明的转换器如下：在第一发明的转换器中，所述控制电路对所述第一桥臂和所述第二桥臂中的一方所具有的两个开关元件进行硬开关，对另一方所具有的两个开关元件进行软开关。

本申请的第三发明的转换器如下：在第一发明或第二发明的转换器中，所述控制电路对从所述第一全桥电路和所述第二全桥电路中的一方向另一方输出的有效电力和无效电力进行控制，在从所述无效电力向所述有效电力切换时，对所述另一方的开关元件进行硬开关。

本申请的第四发明的转换器如下：在第一发明至第三发明中的任一发明的转换器中，还具备电感成分，该电感成分与所述第一绕组或所述第二绕组串联连接，所述第一全桥电路和所述第二全桥电路各自的各开关元件具有作为寄生电容的电容器或并联连接的外置的电容器，在作为软开关的对象的所述开关元件的接通与关断的切换时点，在所述变压器和所述电感成分的等效电感器中流动的电感器电流为阈值电流以上，以使在所述等效电感器中蓄积的能量为在作为软开关的对象的所述开关元件所具有的所述电容器中蓄积的能量以上的方式设定所述阈值电流。

本申请的第五发明的转换器如下：在第四发明的转换器中，在用iref表示所述阈值电流、用vx表示所述第一全桥电路的输入电压、用c表示所述电容器的电容、用l表示所述等效电感器的电感、用α表示校正系数的情况下，满足iref＝α·vx√(2c/l)。

本申请的第六发明的转换器如下：在第四发明的转换器中，在用iref表示所述阈值电流、用vx表示所述第一全桥电路的输入电压、用c表示所述电容器的电容、用l表示所述等效电感器的电感、用α表示校正系数的情况下，满足iref＝α·vx√(4c/l)。

发明的效果

根据本申请的第一发明至第六发明，在低压侧的第一全桥电路中，控制电路使至少一个开关元件进行硬开关而不进行软开关。由此，即使在第一全桥电路和第二全桥电路中开关时点重叠的情况下，也能够在电力传输效率的影响大的高压侧的第二全桥电路中满足软开关的条件，从而能够对开关元件进行软开关。

附图说明

图1是实施方式所涉及的dc-dc转换器的电路图。

图2是各开关元件的接通断开的时序图。

图3是用于说明在dc-dc转换器中的电流路径的图。

图4是用于说明在dc-dc转换器中的电流路径的图。

图5是用于说明在dc-dc转换器中的电流路径的图。

具体实施方式

下面，参照附图来说明本发明的实施方式。下面，关于本发明的“转换器”，列举dc-dc转换器为例来进行说明。另外，下面，作为软开关的一例，列举zvs为例来进行说明。

<1.dc-dc转换器的电路结构>

图1是本实施方式所涉及的dc-dc转换器1的电路图。

dc-dc转换器1具备一对输入输出端子io11及输入输出端子io12、以及一对输入输出端子io21及输入输出端子io22。在输入输出端子io11、io12上连接有直流电源e1。在输入输出端子io21、io22上连接有直流电源e2。dc-dc转换器1将从输入输出端子io11、io12输入的直流电源e1的电源电压进行变压后，从输入输出端子io21、io22输出。另外，dc-dc转换器1将从输入输出端子io21、io22输入的直流电源e2的电源电压进行变压后，从输入输出端子io11、io12输出。也就是说，dc-dc转换器1是能够双向地传输电力的转换器。

dc-dc转换器1具备第一全桥电路10、第二全桥电路20以及变压器t。

变压器t具备第一绕组n1和第二绕组n2。第一绕组n1和第二绕组n2进行磁耦合。第一绕组n1经由第一全桥电路10来与输入输出端子io11、io12连接。第二绕组n2经由第二全桥电路20来与输入输出端子io21、io22连接。

第一全桥电路10具有开关元件q11与开关元件q12串联连接而成的第一桥臂、以及开关元件q13与开关元件q14串联连接而成的第二桥臂。

变压器t的第一绕组n1的一端与第一桥臂的中点连接，另一端与第二桥臂的中点连接。在变压器t的第一绕组n1与第一桥臂的中点之间设置有电感器l1。但是，电感器l1只要与第一绕组n1或第二绕组n2串联连接即可，其配置位置能够适当地变更。例如电感器l1也可以设置于第一绕组n1与第二桥臂的中点之间。另外，电感器l1可以是实际元件、变压器t的漏感、或者实际元件与漏感的组合。

在开关元件q11、q12、q13、q14并联连接有二极管d11、d12、d13、d14和电容器c11、c12、c13、c14。开关元件q11～q14是mos-fet。但是，开关元件q11～q14也可以是igbt或jfet等。二极管d11～d14既可以是外置的实际元件，也可以是寄生二极管。另外，电容器c11～c14可以是外置的实际元件、寄生电容、或者寄生电容与实际元件的组合。

第二全桥电路20具有开关元件q21与开关元件q22串联连接而成的第三桥臂、以及开关元件q23与开关元件q24串联连接而成的第四桥臂。

变压器t的第二绕组n2的一端与第三桥臂的中点连接，另一端与第四桥臂的中点连接。上述的电感器l1也可以设置于第二绕组n2与第三桥臂或第四桥臂的中点之间。

在开关元件q21、q22、q23、q24并联连接有二极管d21、d22、d23、d24和电容器c21、c22、c23、c24。开关元件q21～q24是mos-fet。但是，开关元件q21～q24也可以是igbt或者jfet等。二极管d21～d24既可以是外置的实际元件，也可以是寄生二极管。另外，电容器c21～c24可以是外置的实际元件、寄生电容、或者寄生电容与实际元件的组合。

开关元件q11～q14和开关元件q21～q24各自的栅极端子连接于控制电路30。控制电路30对开关元件q11～q14、q21～q24分别进行开关控制，使得dc-dc转换器1的输出电力为所设定的目标电力。在本实施方式中，控制电路30对开关元件q11～q14、q21～q24中的任意的开关元件进行软开关，以降低开关损耗。

<2.关于软开关动作>

下面，说明各开关元件q11～q14、q21～q24的开关动作。此外，在本实施方式中，采用了3-level方式的dab(dualactivebridge：双有源桥)控制。

dc-dc转换器1进行从输入输出端子io11、io12和输入输出端子io21、io22中的一方向另一方进行电力传输、或者从另一方向一方进行电力传输。下面，以输入输出端子io11、io12为输入侧并且以输入输出端子io21、io22为输出侧来进行说明。另外，在本实施方式中，第一全桥电路10设为低压侧，第二全桥电路20设为高压侧。

图2是各开关元件q11～q14和开关元件q21～q24的接通断开的时序图。图3、图4以及图5是用于说明在dc-dc转换器1中的电流路径的图。在图3～图5中，图1的电感器l1和变压器t用等效的电感器l表示。该电感器l为本发明的“电感成分”的一例。另外，在各图中，各开关元件用简化后的电路标记表示。

在图2中，v1是图1所示的开关元件q11与开关元件q12的中点同开关元件q13与开关元件q14的中点之间的电位差。v2是开关元件q21与开关元件q22的中点同开关元件q23与开关元件q24的中点之间的电位差。il是在电感器l中流动的电流。在图2中，关于开关元件q11～q14、q21～q24，实线波形是栅极-源极间电压的波形，虚线波形表示漏极电流的波形。

(t0～t1)

在t0～t1期间，开关元件q11、q14和开关元件q21、q24一起接通，开关元件q12、q13和开关元件q22、q23一起断开。在这种情况下，如图3的(a)所示，从直流电源e1按照开关元件q11、电感器l、开关元件q21、直流电源e2、开关元件q24、开关元件q14的顺序流动电流。向电感器l施加直流电源e1、e2的电源电压。也就是说，如图2所示，电感器电流il增加。

在时点t1，开关元件q14被关断，开关元件q13被接通。此时，在开关元件q14的关断与开关元件q13的接通之间的期间设置有死区时间。在该死区时间，开关元件q13、q14一起断开。在电感器l中，就其性质而言，电感器电流il继续流动。

因此，在死区时间，电流从第二全桥电路20分别向第一全桥电路10的电容器c13和电容器c14流动。然后，电容器c13进行放电，电容器c14被充电。当电容器c13完成放电时，如图3的(b)所示，二极管d13成为接通。也就是说，开关元件q13的漏极-源极间电压为零。此时，当使开关元件q13接通时，形成zvs。

(t1～t2)

在t1～t2期间，开关元件q11、q13和开关元件q21、q24一起接通，开关元件q12、q14和开关元件q22、q23一起断开。在这种情况下，如图4的(a)所示，从直流电源e2按照开关元件q21、电感器l、开关元件q11、开关元件q13、开关元件q24的顺序流动电流。也就是说，电感器电流il向与t0～t1期间相反的方向流动。因此，如图2所示，电感器电流il减少。

在时点t2，开关元件q24被关断，开关元件q23被接通。此时，在开关元件q24的关断与开关元件q23的接通之间的期间设置有死区时间。与在时点t1时的说明同样，在死区时间，电流从第一全桥电路10分别向第二全桥电路20的电容器c23和电容器c24流动。然后，电容器c23进行放电，电容器c24被充电。当电容器c23完成放电时，二极管d23成为接通。也就是说，开关元件q23的漏极-源极间电压为零。此时，当使开关元件q23接通时，形成zvs。然后，电流在图4的(b)所示的路径中流动。

(t2～t3)

在t2～t3期间，开关元件q11、q13和开关元件q21、q23一起接通，开关元件q12、q14和开关元件q22、q24一起断开。在这种情况下，电流在图4的(b)所示的路径中流动。不向电感器l施加直流电源e1、e2的电源电压，如图2所示，电感器电流il不发生变化。也就是说，该期间的电感器电流il为无效电流，该期间的电力为无效电力。

在时点t3，在第一全桥电路10中，使开关元件q11关断，使开关元件q12接通。另外，在第二全桥电路20中，使开关元件q21关断，使开关元件q22接通。在这种情况下，为了在第一全桥电路10和第二全桥电路20中的各全桥电路中实现zvs，需要满足后述的条件。然而，在本实施方式的控制中，在第一全桥电路10和第二全桥电路20中的各全桥电路中，无法满足后述的条件。后面叙述其理由。

在本实施方式中，在低压侧的第一全桥电路10中，在开关元件q11的关断与开关元件q12的接通之间的期间，使开关元件q12接通。也就是说，开关元件q12不满足zvs条件而进行硬开关。

另一方面，在高压侧的第二全桥电路20中，在开关元件q21的关断与开关元件q22的接通之间的期间设置有死区时点。在该死区时点，电容器c22进行放电，二极管d22被接通。然后，当使开关元件q22接通时，形成zvs。

(t3～t4)

在t3～t4期间，开关元件q12、q13和开关元件q22、q23一起接通，开关元件q11、q14和开关元件q21、q24一起断开。在这种情况下，电流在图5所示的路径中流动。对电感器l施加与图3的(a)的情况相反方向的直流电源e1、e2的电源电压，如图2所示，电感器电流il减少。

在时点t4，与时点t1的说明同样，在死区时间，电容器c14进行放电，二极管d14被接通。而且，当使开关元件q14接通时，形成zvs。

<3.关于zvs的条件>

下面，详细说明用于实现zvs的条件。

在此，列举时点t1为例来进行说明。如前面所述的那样，在时点t1的死区时间，在通过电感器l使电容器c13、c14进行了充放电后，只要作为切换对象的开关元件q13的漏极-源极间电压是零，开关元件q13的接通就会形成zvs。也就是说，电感器l的能量只要至少为电容器c13、c14各自所蓄积的总能量以上，就能够进行开关元件q13的zvs。

在此，在用l表示电感器l的电感、用c表示电容器c11～c14、c21～c24各自的电容、用vx(参照图1)表示直流电源e1的电源电压的情况下，当下面的式(1)成立时，满足上述条件。

[数1]

式(1)被变换为下面的式(2)。此外，式(2)的α为校正系数，根据需要设定为适当的值。下面，设为α＝1。

[数2]

将式(2)的α·vx√(2c/l)设为阈值电流iref。在时点t1的死区时间，只要|il|≥|iref|，就能够进行开关元件q13的zvs。即使在其它的时点，只要|il|≥|iref|，就能够进行zvs。

然而，在时点t3，如上所述，在第一全桥电路10和第二全桥电路20中的各全桥电路中，开关元件被接通、关断。在时点t3，电流在图4的(b)所示的路径中流动。在第一全桥电路10中，开关元件q11和电感器l的极性相同。另外，在第二全桥电路20中，开关元件q21和电感器l的极性相反。也就是说，用于进行开关元件q11的zvs的条件为il>0，用于进行开关元件q21的zvs的条件为il<0。因而，对于开关元件q11和开关元件q21这两方而言，无法满足使zvs实现的条件。

因此，在本实施方式中，在从无效电力向有效电力切换时，在对电力传输效率的影响小的低压侧的第一全桥电路10中，开关元件q11进行硬开关，而不进行zvs。由此，能够在对电力传输效率的影响大的高压侧的第二全桥电路20中满足zvs的条件，从而能够使开关元件q21进行zvs。

此外，在时点t0，在使开关元件q11接通且使开关元件q21关断的情况下也同样如此。也就是说，在时点t0，开关元件q11进行硬开关，开关元件q21进行zvs。这样，在本实施方式中，仅在低压侧的桥电路10进行硬开关。

如以上那样，在本实施方式中，由于第一桥臂和第三桥臂的开关时点重叠，因此使低压侧的第一全桥电路10的第一桥臂的开关元件q11、q12进行硬开关。由此，能够使高压侧的第二全桥电路20的开关元件q21、q22进行zvs。通过使第二桥臂、第三桥臂、第四桥臂的各开关元件进行zvs，能够降低开关损耗从而抑制电力传输效率的下降。

即，在此，应理解为双方的桥电路中的至少任一方是不得不进行硬开关的情形。可知在这种情形下，在低电压侧的桥电路10中暂时允许硬开关，高电压侧的桥电路20始终持续进行zvs动作。这样，在本实施方式中，在设计高电压侧的桥电路20时，能够选择与该电气条件相符的功率晶体管。另一方面，在低电压侧的桥电路10中，就在低电压的环境下进行控制的性质而言，开关浪涌不会变大，即使在此也能够使功率晶体管的耐压规格低廉。如上所述，在本实施方式所涉及的转换器中，该电路整体上在不使应该搭载的功率晶体管的高规格化的方面下了工夫。

<4.变形例>

以上，说明了本发明的实施方式，但是本发明不限于上述的实施方式。

在上述的实施方式中，以输入输出端子io11、io12为输入侧并且以输入输出端子io21、io22为输出侧来进行了说明。然而，dc-dc转换器1能够双向地传输电力。因而，能够以输入输出端子io11、io12为输出侧并且以输入输出端子io21、io22为输入侧。在这种情况下，能够与上述的实施方式同样地进行说明，因此省略其说明。此外，dc-dc转换器1也可以不是双向型的。

另外，根据开关元件的开关时点，适当地变更满足zvs的条件。例如，在第一全桥电路10中，在死区时点使开关元件q11～q14断开的情况下，电感器l的能量只要至少为电容器c11～c14各自所蓄积的总能量以上，就能够使开关元件q11～q14进行zvs。在这种情况下，通过适当地设定为在电感器l中流动阈值电流iref(iref＝α·vx√(4c/l))以上的电感器电流il，能够进行开关元件q11～q14的zvs。

另外，也可以在不发生矛盾的范围内将在上述的实施方式或变形例中出现的各要素适当地进行组合。

附图标记说明

1：dc-dc转换器；10：第一全桥电路；20：第二全桥电路；30：控制电路；c11、c12、c13、c14：电容器；c21、c22、c23、c24：电容器；d11、d12、d13、d14：二极管；d21、d22、d23、d24：二极管；e1：直流电源；e2：直流电源；io11：输入输出端子；io12：输入输出端子；io21：输入输出端子；io22：输入输出端子；l：电感器；l1：电感器；q11、q12、q13、q14：开关元件；q21、q22、q23、q24：开关元件；t：变压器；vx：电源电压；vy：电源电压；v1：电压；v2：电压；n1：第一绕组；n2：第二绕组。