用于双向运行的适配器设备的制作方法

本发明涉及功率传输技术领域。特别地，本发明涉及一种用于连接交流电装置和直流电装置的适配器设备、一种用于运行适配器设备的方法、一种供能系统、一种交通工具以及将功率因数校正(pfc)设备用于双向功率传输的应用。

背景技术：

如果充电应非接触式进行，感应能量传输系统可用于为纯电动汽车(ev，electricvehicle)或混合动力汽车(phev，插电式混合动力电动汽车)充电，该混合动力汽车通过燃料和电能的组合运行。但是，也可以使用电缆连接的系统。两种系统的共同点是使用不同级别的电压和电流，特别是为了遵守例如电磁辐射的极限值。

在交流电网上运行并在输出端产生直流电压的高功率的电压转换器必须满足一系列国际标准化规定，以使得它们不会干扰其他设备的运行并且不会损害电网电压的质量。特别是对于kw范围内的高功率(例如电动汽车的充电设备所需要的高功率)，对电网输入电流的低谐波含量的要求是设计准则。

在理想情况下，网络上的电压转换器作用类似于电阻器，即，电网消耗的电流始终与输入电压成比例。如果这是正弦的(通常是这种情况)，那么消耗的电流也就是纯正弦波并因此不包含任何其他谐波。

然而，在电能存储装置(例如电容器)的电荷直接由功率整流器吸收的情况下，电流以短脉冲被吸收并且因此包含许多谐波。

为了防止这种情况，通常在整流器和电容器之间连接一个pfc电路(功率因数校正)。pfc电路本质上是升压转换器，其被控制为使得由电网消耗的电流类似于线路电压一样运行，即，是正弦的并且仅具有最小的相移。

针对电动汽车的充电设备还适用额外的要求。这些充电设备应小巧、轻便且坚固，并且尽管如此仍尽可能在没有电池损耗的情况下从电网汲取的能量。出于安全和电磁可靠性(emv)的原因，电网和电池之间的电位隔离可能会由法规规定。另外，在所有的机动车部件(尤其是汽车部件)中，存在很高的成本压力。

由于这些条件，正在寻求取消上述额外的pfc级或为其提供附加功能的可能性。

文献us9,093,917b1和us9,590,494b1例如描述了各种所谓无桥pfc电路(无桥功率因数校正电路)。

文献us2007/0029987us示出了具有桥式整流器的升压pfc电路。

本发明的目的可以看作是实现能量的有效传递。

技术实现要素：

相应地提出了一种用于连接交流电装置和直流电装置的适配器设备、一种用于运行适配器设备的方法、一种供能系统、一种交通工具以及将功率因数校正(pfc)设备用于双向功率传输的应用。

本发明的主题由独立权利要求的特征说明。本发明的实施例和其他方面有从属权利要求和以下描述说明。

根据本发明的一个方面提供了一种用于连接交流电装置和直流电装置的适配器设备，其中，适配器设备包括：交流电连接、直流电连接、第一电桥支路、第二电桥支路和模式设置装置。第一电桥支路具有第一开关装置和第二开关装置，并且第二电桥支路具有第三开关装置和第四开关装置。在第一桥点处，第一开关装置与第二开关装置串联连接，并且在第二桥点处，第三开关装置与第四开关装置串联连接。另外，第一桥点与交流电连接的第一交流触点连接，并且第二桥点与交流电连接的第二交流触点连接。在一个示例中，第一桥点与第一交流触点的连接具有第一电感，并且第二桥点与第一交流触点的连接具有第二电感。电感可以是线路电感和/或线圈。第一电桥支路和第二电桥支路并联连接在直流电连接的第一直流触点处或直流电连接的第二直流触点处。

模式设置装置被设置为预设直流电连接和/或交流电连接之间的功率流的方向。例如，模式设置装置能够切换至常规的pfc模式或整流器模式，其中，适配器设备作为ac-dc转换器(交流电到直流电转换器)运行。另外，模式设置装置例如能够切换到反馈模式(rückspeise-mode)或逆变器模式，其中，适配器设备作为dc-ac转换器运行。

不同类型的开关装置可以用于一个电桥支路的开关装置。开关装置的省略、特别是开关装置的未装备可以理解为永久断开的开关装置。

根据本发明的另一方面，提出了一种用于运行根据本发明的适配器设备的方法。该方法提供了借助模式设置装置确定直流电连接和/或交流电连接之间的功率流的期望的方向。当确定了功率流的期望的方向，可以借助模式设置装置调整对应的运行方式或模式。

为了预设从交流电连接到直流电连接的功率流的方向，根据施加在交流电连接上的交流电的负电位接通第二开关装置和第四开关装置，以使得在对应的半波期间相应的电桥支路的属于开关装置的桥点与第二直流触点持续地(即，没有间歇性中断地)连接。并且此外还以时钟脉冲运行在半波期间未被持续接通的第二开关装置或第四开关装置，该时钟脉冲的频率高于施加于交流电连接上的交流电的频率。

为了预设从直流电连接到交流电连接的功率流的方向，根据施加在交流电连接上的交流电的正电位接通第一开关装置和第三开关装置，以使得在对应的半波期间相应的电桥支路的属于开关装置的桥点与第一直流触点持续地连接。并且此外还以时钟脉冲运行在半波期间未被持续接通的第二开关装置或第四开关装置，该时钟脉冲的频率高于施加于交流电连接上的交流电的频率。

根据本发明的另一个方面，还提供了一种供能系统，其具有：交流电源和/或交流插座、至少一个按照本发明的适配器设备以及直流电源和/或直流蓄电池。交流电源和/或交流插座与适配器设备的交流电连接连接，并且直流电源和/或直流蓄电池与适配器设备的交流电连接连接。

交流电网的一个和/或多个相可用作交流电源。

根据本发明的又一方面，还提出了一种交通工具，其具有根据本发明的适配器设备和/或根据本发明的供能系统。

根据本发明的又一方面，还提出了一种运输工具，其具有根据本发明的适配器装置和/或根据本发明的能量供应系统。

根据本发明的又一方面，还提出了功率因数校正设备用于双向功率传输的应用。例如，能够通过更改控制程序和/或借助预设模式设置装置改装现有的pfc设备以进行双向运行，从而节省了安装成本。

例如，可以通过更改控制程序和/或通过提供模式设置设备来改装现有的pfc设备以进行双向操作，从而节省了安装成本。

如果电动汽车的车载充电设备不仅应从电网获取电力而且还应在反向运行中向负载提供交流电，则可以预设双向pfc，从而不必为每个功率传播方向提供单独的硬件组件。例如，如果一方面要从交流电网为车辆的电池充电并且另一方面要使电池以自给自足的运行方式通过常规的家用电器插头和相应的电源来运行外部的标准家用电器(例如冰箱和/或计算机)，这种双向运行是期望的。

对于双向运行而言，常用的功率开关，例如si-mosfet(硅金属氧化物半导体场效应晶体管)只能在有限的范围内“向后”运行，以便用作交流电源。通过mosfet中现有的体二极管会由于这些二极管的高反向恢复而导致不期望的运行状态，这会导致高损耗和强烈的电磁干扰，这些是不希望发生的。

所提出的根据本发明的适配器设备表明，在没有相对于si-mosfet更加昂贵的、不具有上述缺点的sic-mosfet(碳化硅mosfet)的情况下，反向运行仍是可能的。按照本发明的适配器设备实现了，由si-mosfet构成的pfc电路可以补充有至少两个便宜的igbt(绝缘栅双极晶体管)，以便在没有额外的缺点的条件下实现双向功能。

模式设置装置可以具有多种不同的设计方案。例如，其可以设置作为物理开关、电子开关和/或作为软件和/或作为软件的寄存器而提供。但是，也可以在负载的位置处将功率流的方向识别为功率流的期望目标，并且可以相应地调整功率的流向。

在电网运行的情况下，输入电压可由电网指定。在将适配器设备用作ac电源(交流电源)的自由于运行中，可以借助于适配器设备(例如通过模式设置装置)调节施加到交流电连接的电压。

根据本发明的另一方面，模式设置装置设置为，通过模式设置装置按照能够预设的模式控制第一开关装置、第二开关装置、第三开关装置和第四开关装置来预设直流电连接和/或交流电连接之间的功率流的方向。例如可以根据施加到交流电连接上的电流曲线和/或电压曲线的变化趋势来执行该控制。为此例如可以评估正弦的电流特征线和/或电压特征线并且相应地接通开关装置。

这种能够预定的控制模式可以实现了pfc电路能够被双向运行，特别是在该pfc电路使用si-mosfet。

根据本发明的另一方面，开关装置的类型选自由开关装置的类型组成的组。开关装置的类型的组由电子开关、双极晶体管、碳化硅mosfet(sic-mosfet)、绝缘栅双极晶体管(igbt)、具有反并联的碳化硅二极管(sic-diode)的绝缘栅双极晶体管(igbt)和硅金属氧化物半导体场效应晶体管(si-mosfet)组成。

相应类型的组件的使用实现了能够双向运行的适配器设备的低成本构造。

根据本发明的又一方面，电桥支路内的不同类型的开关装置通过其关断损耗和/或其开关动作频率进行区分，和/或通过少数电荷载流子(双极晶体管，igbt)或多数电荷载流子(mosfet，sic肖特基二极管)的电流传导进行区分。与si二极管相比，sic二极管可以提供例如通过接通mosfet突然使正向电流换向的可能性，而不会造成重大干扰和损失，因此可以在其他地方节省额外的成本，例如使用emv滤波器或冷却。与si二极管相比，为了关断二极管，基本上不需要或仅需减少很小的反向延迟电荷。关于si二极管，sic二极管可以切换得更快。

例如，具有反并联sic二极管的igbt可以用于第一电桥支路的第一开关装置和第一电桥支路的第三开关装置，即，用于与第一直流触点(例如正极触点或+-触点)连接的电桥支路的开关装置。相反地，可以将si-mosfet用于第一电桥支路的第二开关装置和第二电桥支路的第四开关装置。因此，连接到第二直流触点的电桥支路的开关装置(例如直流电连接的负极触点或--触点)实施作为si-mosfet。

但是，igbt(因为导电是由少数电荷载流子完成)相对于si-mosfet(可能使用少数电荷载流子用于导电)具有更高的关断损耗，从而在电桥支路内部使用具有不同关断损耗的开关装置。

根据本发明的另一方面，交流电连接的第一交流触点和/或交流电连接的第二交流触点具有线圈。在一个示例中，线圈可以被实现为线路电感。

交流触点中的线圈和两个相关的线路开关形成升压转换器，并且实现了仅在pfc模式下使电压升压至期望的电压。线圈可以基本上以相同的方式但也可以不同的方式设计。在第一交流电连接和第二交流电连接中对称设置线圈实现了无桥运行，即，用于对交流电进行整流以转换为直流电的整流器是不必要的。可以通过控制开关装置设置交流电的正负符号交换。

在一个示例中，第一交流触点和第二交流触点的线圈可以例如经由铁氧体芯而磁耦合。耦合可以是并行的或反向的。当设计为具有高漏电感的共模扼流圈(common-mode-drossel)时，可能会发现额外的共模滤波效果。

根据本发明的又一方面，模式设置装置被设置为预设从交流电连接到直流电连接的功率流的方向并且预设用于开关装置的第一控制模式。该第一控制模式设置为，根据施加在交流电连接上的交流电的负电位接通第二开关装置和第四开关装置，以使得在对应的半波期间相应的电桥支路的属于开关装置的桥点与第二直流触点持续地连接，特别是接通相应的开关装置。另外，该第一控制模式还设置为，以时钟脉冲运行在半波期间未被持续接通的第二开关装置或第四开关装置，时钟脉冲的频率高于施加于交流电连接上的交流电的频率。

根据本发明的又一方面，模式设置装置被设置为预设从直流电连接到交流电连接的功率流的方向并且预设用于开关装置的第二控制模式。该第二控制模式设置为，根据施加在交流电连接上的交流电的正电位接通第一开关装置和第三开关装置，以使得在对应的半波期间相应的电桥支路的属于开关装置的桥点与第一直流触点持续地连接，特别是接通相应的开关装置。另外，该第二控制模式还设置为，以时钟脉冲运行在半波期间未被持续接通的第二开关装置或第四开关装置，时钟脉冲的频率高于施加于交流电连接上的交流电的频率。

该时钟脉冲可以对应于pwm信号(脉宽调制信号)的频率，并且在pfc运行或整流器模式下，用于所产生的交流电和/或所产生的交流电压的电流曲线和电压曲线的匹配，从而产生具有接近1的高功率因数或pfc值的直流电压和/或直流电流。

在逆变器模式或反馈模式中，该时钟脉冲可以确保直流电压和/或直流电流可以转换为无波纹的正弦的交流电流和/或相应的交流电压。

根据本发明的一方面，时钟脉冲m基本上与功率流的方向无关。

根据本发明的又一方面，提供了一种计算机可读存储介质，在该计算机可读存储介质上存储了程序代码，该程序代码在由处理器执行时执行用于运行适配器设备的方法。控制装置或控制器可以使用这种处理器，特别是模式设置装置。

可以将软盘、硬盘、usb(通用串行总线)存储设备、ram(随机存取存储器)、rom(只读存储器)或eprom(可擦除可编程只读存储器)用作计算机可读存储介质。还可以将asic(专用集成电路)或fpga(现场可编程门阵列)以及ssd(固态驱动器)技术或基于闪存的存储介质用作存储介质。web服务器或云也可以用作存储介质。同样地，可以允许下载程序代码的通信网络，例如因特网，也可以被视为计算机可读存储介质。可以使用基于无线电的网络技术和/或有线网络技术。

根据本发明的又一方面，创建一种具有程序代码的程序元素，当该程序代码由处理器执行时，该程序代码执行用于运行适配器设备的方法。

根据本发明的另一方面，可以提供具有两个升压板的无桥pfc电路。升压转换器可以对应于适配器设备的电桥支路。升压转换器分别具有串联电路，该串联电路分别由线路开关或者第二或第四开关装置以及二极管组成。线路开关以其第一接头分别连接直流电压电路和/或直流电连接的负极。二极管分别与同一个直流电路或中间电路的正极处的阴极连接。另外，线路开关的第二接头与二极管-阳极之间的每个连接点均通过扼流圈连接至两极交流电压源或者第一或第二交流触点的接头。igbt或者第一开关装置或第二开关装置并联连接至两个升压转换器中的每一个的每个二极管，在要求的逆变器运行过程中，在相关电网连接的正半波期间，该二极管完全接通，特别是二极管桥接和/或短接。

根据本发明的另一个方面，升压转换器和/或电桥支路具有mosfet和sic二极管，特别是升压转换器和/或电桥支路具有si-mosfet和sic二极管。

附图说明

在下文中，参考附图描述本发明的其他示例性实施例。

图1示出了用于更好理解本发明的全桥pfc电路。

图2示出了根据本发明示例性实施例的适配器设备。

图3示出了根据本发明示例性实施例的在施加由电网提供的正弦交流电压的正半波期间处于整流器模式的适配器装置。

图4示出了根据本发明示例性实施例的在施加由网络提供的正弦交流电压的负半波期间处于整流器模式的适配器装置。

图5示出了根据本发明的示例性实施例的在提供正弦产生的交流电压的正半波期间处于逆变器模式的适配器装置。

图6示出了根据本发明的实施例的在提供正弦产生的交流电压的负半波期间处于逆变器模式的适配器装置。

图7示出了根据本发明示例性实施例的用于电动车辆的具有三相结构的供能系统。

具体实施方式

附图中的表示是示意性的并且未按比例绘制。在以下对图1至图7的描述中，相同的附图标记用于相同或相应的元件。

在本文中，术语“电容器”和“电容”以及“线圈”或“扼流圈”和“电感”可以同义使用，并且除非另有说明否则不应限制性地解释。此外，术语“能量”和“功率”可以等效地使用，除非另有说明，否则不应以限制性方式解释。

除非明确说明，否则术语“交流电流”和“交流电压”或“直流电流”和“直流电压”也可以等效地使用，并且实质上描述了物理变量的时间变化过程。另外，例如各个变量的相位位置很重要。例如，术语“交流电源”和“交流电压源”或“直流电源”和“直流电压源”可以暗示描述了相应成形的电流和相应成形的电压。

pfc(功率因数校正)电路通常与交流电压源(例如，公共交流电网)和直流电压消耗器(例如，具有电容器和下游的直流中间电路)之间的无源整流器或无源桥(bridge)之间连接在一起。在一般情况下，带有电容器的dc中间电路以及随后带有变压器的逆变器可被视为“负载”。位于桥或交流电压源和负载之间、称为pfc的电路部件通常涉及作为升压斩波器或升压转换器，因此可以在整个电网周期内从电网获取电流，尤其是在电压过零附近。以这样的方式调节pfc，使得从交流网络中提取正弦交流电。

在无源电桥和负载之间运行的pfc电路具有电源开关、线圈和二极管。igbt或mosfet可用作有源功率开关。igbt较便宜，但其开关损耗大于mosfet。此外，通过使用更大的mosfet，理论上可以任意地减少pfc电路的闭合开关上的电压损耗，这在igbt中是不可能的。因此，许多高效的pfc电路使用mosfet作为线路开关。

pfc电路通常仅设计为将功率从交流电压源传输到直流电压消耗器。

如果pfc电路要实现电源的反向功率流，即，从dc到ac，也即，从“负载”到“电网”，则必须将负载交换为直流电压源，这在可充电电池的情况下很容易实现。但是，也必须使预设从ac到dc的功率流的方向的所有二极管都失效，这可以通过与有源开关桥接来实现。

为了更好地理解本发明，图1示出了全桥pfc电路100或全桥路pfc电路100。其不具有无源整流桥，因此在正半波期间和在负半波期间会主动切换。由于这种主动操作，因此不需要必须被桥接的二极管。因此，全桥pfc电路100可以通过根据电流的方向作为pfc或作为逆变器进行工作而双向运行，这通过相应地控制开关或开关装置m11、m12、m21、m22来完成。

在pfc运行或整流器运行过程中，交流电连接101的功率经线圈对l1、l2102和两个电桥支路103a、103b从ac侧经由直流电连接105处的滤波电容器104传输至dc侧，这两个电桥支路形成具有开关装置m11、m12、m21、m22的全桥103。

在逆变器运行过程中，功率从dc侧105传输到ac侧。

图1示出的开关布置在使用si-mosfet的条件下是可能的，即，有效电感l1，l2足够小，以使得在开关装置m11、m12、m21、m22的接通过程中每个半桥103a、103b或每个电桥支路103a、103b中的电流的方向为：使在实施为mosfet的相应开关装置m11、m12、m21、m22被关断的情况下电压进行换向，即，在开关装置m11、m12、m21、m22的每个接通过程中电流转换符号并且在关断之前从相应的mosfetm11、m12、m21、m22的漏极流向源极。

否则，电流将继续通过mosfet的内部二极管或体二极管(图1中未示出)从源极流向漏极，并且当相对的mosfet在同一半波103a、103b接通时，其发生“强制换向”。由于体二极管的反向恢复时间长，该过程将导致高损耗和强电磁干扰。

为了避免这些不希望的效果，pfc电路100在pfc扼流圈l1、l2中仅具有低电感。这些低电感会在pfc运行和逆变器运行中导致高电流纹波，这就是为什么叠加在pfc输入101产生的交流电压上的高频交流电流分量非常大的原因。这些电流纹波必须通过复杂的滤波器与实际的电网输入105(即，直流电连接器105)保持隔离，或者通过使用2个并列的pfc转换器(可能带有时钟异相的耦合扼流圈)进行部分补偿。

为了降低反向运行的电路复杂性，提出了按照图2的适配器200。

用于连接交流电装置210和直流电装置211的适配器设备200具有交流电连接201、直流电连接205、第一电桥支路203a、第二电桥支路203b和模式设置装置213。第一电桥支路203a和第二电桥支路203b形成全桥电路203。

第一电桥支路203a还具有第一开关装置s11和第二开关装置s12。第二电桥支路203b具有第三开关装置s21和第四开关装置s22。

在第一桥点b1处，第一开关装置s11与第二开关装置s12串联连接，并且在第二桥点b2处，第三开关装置s21与第四开关装置s22串联连接。

第一桥点b1与交流电连接201的第一交流触点201a连接，并且第二桥点b2与交流电连接的第二交流触点201b连接。

在直流电连接205的第一直流触点205a或第一直流总线205a处或者在直流电连接205的第二直流触点205b或者第二直流总线205b处，第一电桥支路203a和第二电桥支路203b并联连接。

开关装置s11、s12、s21、s22与模式设置装置213连接，并且模式设置装置213被设置为预设直流电连接205和/或交流电连接201之间的功率流的方向。

作为电桥支路203a、203b的开关装置s11、s12、s21、s22使用不同类型的开关装置。因此，例如第一电桥支路203a的第一开关装置s11的类型不同于第一电桥支路203a的第二开关装置s12的类型。同样地，例如第二电桥支路203b的第三开关装置s12的类型不同于第二电桥支路203b的第四开关装置s12的类型。

可以相对于第一开关装置s11反并联地设置第一二极管212a，并且可以相对于第三开关装置s21反并联地设置第二二极管212b。

第一二极管212a和第二二极管212b的类型可以是sic-二极管。第二开关装置s12和第四开关装置s22的类型可以是si-mosfet。为了避免要求线圈l1、l2的较小的电感或较高的纹波电流，可以使用体二极管基本没有反向恢复的sic-mosfet来代替用于第二开关装置s12和第四开关装置s22的si-mosfet。但是，sic-mosfet比si-mosfet贵得多。si-mosfet基本上具有一个体二极管。但是，尽管使用常规的si-mosfet作为第二开关装置s12和第四开关装置s22，图2的适配器设备200或pfc200仍允许双向运行。相对于sic-mosfet和si-mosfet之间的价格差异，与si二极管相比，sic二极管的多出的价格不是很高。

因此，适配器设备200可以作为双向无桥pfc(bidirectionalbridge-lesspfc)来运行。在此，术语“无桥”可以指无源整流器桥。具有多数载流子的开关是mosfet、sic二极管(实际上是sic肖特基二极管)，具有少数载流子的开关是igbt或常规的si二极管。通过使用sic二极管212a、212b，在连续电流模式(ccm)下，在开关装置s11、s12、s21、s22的开关频率范围(＞＞100khz)中，开关损耗(反向恢复损耗)几乎为零。尽管使用了si-mosfet作为第二开关装置s12和第四开关装置s22，但是电流仍不会归零。

igbt可用于第一开关装置s11和第三开关装置s21。igbt的使用可实现逆变器模式，即，从dc侧205到ac侧201的功率流。如果根本不需要该功率流方向，则可以省略或不安装igbt。

在下文中，考虑了在整流器模式和逆变器模式下正弦电流曲线的正半波和负半波的不同相位。

适配器设备具有两个半桥203a、203b，其中，图2中的第一开关装置s11和第三开关装置s21分别与直流电连接205的相对于图2中的取向位于上方的触点连接。上方的触点205a是连接到直流电压源211的正极的触点。电桥203的一个电桥支路203a、203b作为缓慢接通的igbts11、s21和相对于igbts11、s21的开关动作频率更快接通的sic二极管212a、212b的并联连接。在第三开关装置和第四开关装置中使用一般的si-mosfet。例如，不同的开关装置的区别在于，多数电荷载流子和少数电荷载流子用于电荷传输。当使用多数电荷载流子时，基本上没有关断延迟，而当使用少数电荷载流子时，会出现能够被注意到的更大的关断延迟。

图3示出了根据本发明示例性实施例的在由电网210提供的正弦交流电压的正半波的施加期间处于pfc模式或整流器模式的适配器设备200。ac输入电压的极性由箭头301表示。ac电流的方向由电流箭头302表示。在此阶段中重要的组件也用矩形标记。在此，其涉及两个si-mosfet开关装置s12、s22和sic二极管212a。由模式设置装置213(图3中未示出)根据ac侧201上的电压方向和电流方向来设定用于第二开关装置s12和第四开关装置s22的控制模式。为了识别电流和电压方向，模式设置装置213使用图3中未示出的传感器。

在具有正符号的电网正弦半波(netzsinus-halbwelle)期间，借助模式设置装置213接通mosfet，其桥点b2通过扼流圈l2连接至电网输入201b，该电网输入当前正通过正弦电压的负半波。换言之，其桥点与半波的负电位连接。另一个半桥203a的桥点b1经第二扼流圈l1连接到当前的正电网连接，该另一半桥203a作为“计时的(taktende)”半桥203a运行，并且第一开关装置s11和第二开关装置s12交替地以pwm信号的时钟脉冲打开和关闭。

例如，相对于mosfet源极或igbt发射极，可将约15v的电压用于控制。在一个示例中，时钟脉冲可以与100khz或更高的pwm频率相关，并且周期时间为10μs或更短。相比之下，在一个示例中，在持续10ms的电网正弦半波期间千倍更长的接通时间可以视为“完全接通”。

igbt实现了电流能够从直流电源211流向交流电源210，并且在“整流器模式”下不被使用、停用或不接通。

换言之，模式设置装置被设置为预设从交流电连接到直流电连接205的功率流的方向，以根据施加在交流电连接上的交流电的负电位来接通第二开关装置s12和第四开关装置s22，以使得在对应的半波期间相应的电桥支路的属于开关装置的桥点与第二直流电连接持续地连接。在半波期间未被持续接通的第二开关装置s12或第四开关装置s22以时钟脉冲运行，时钟脉冲的频率高于施加于交流电连接上的交流电的频率。

在图3中，指示负电位的箭头301的箭头顶端位于交流触点201b上并因此位于桥点b2上。b2属于第二电桥支路203b。因此，第四开关装置s22在施加负电位的持续时间内接通，使得桥点b2与直流电连接205的负直流触点205b连接。电桥支路的相应连接到负直流触点205b的第二开关装置s12能够自由地接通并且因此可以被计时。b1对应于半波301的正电位。

图4示出了根据本发明的示例性实施例的在由电网210提供的正弦交流电压的负半波的施加期间处于pfc模式或整流器模式的适配器设备200。

ac输入电压的极性由箭头401标识。电流箭头402表示ac电流的方向。电流和电压都沿相对于图3相反的方向。此外，在该阶段中重要的组件也用矩形标记。在此涉及两个si-mosfet开关装置s12、s22和sic二极管212b。由模式设置装置213(图3中未示出)根据ac侧201上的电压方向和电流方向来设置用于第二开关装置s12和第四开关装置s22的控制模式。为了识别电流和电压的方向，模式设置装置213使用图3中未示出的传感器。

由于第一桥点b1具有电压401的负电位，因此在半波期间属于相关的第一桥接支路203a的第二开关装置s12被接通并且连接至直流电连接205的负直流触点205b。第四开关装置s22被计时。

基本上通过在图3和图4的控制模式之间进行切换可实现该电路不具有无源整流器电桥，从而无源整流器电桥通过根据输入交流电压的极性进行有源切换而起作用。

图5示出了根据本发明实施例的在提供正弦产生的交流电压的正半波期间处于逆变器模式的适配器设备200。在反馈运行或逆变器模式中，igbts11，s21用于实现从直流电路到交流电路的能量流和/或功率流，特别是将dc侧205连接到ac侧201。在电网正弦波半波期间，如箭头501所示，igbts11完全被接通，其桥点b1通过相关的扼流圈(例如l1)连接到电网输入或交流输入端口201a，其例如目前正通过正弦电压的正半波。另一个半桥203b通过第二扼流圈(例如l2)连接到当前为负的电网连接201b，该另一个半桥203b连接到“计时的”半桥，特别是用pwm计时的半桥，对应于图3和4所示的例子进行计时。在逆变器模式中，功率从直流侧205到交流侧201沿与整流器模式相反的方向流动。

图5示出了在提供正弦产生的交流电压的正半波期间处于逆变器模式的根据本发明实施例的适配器设备200。在反向运行或逆变器模式下，igbts11、s21用于实现从直流电路到交流电路的能量流和/或功率流，特别是将dc侧205连接到ac侧201。在电网正弦波半波期间，如箭头501所示，igbts11完全连接，其桥点b1通过相关的电抗器连接到市电输入或交流输入端口201a，例如，目前正弦电压的正半波通过。另一半桥203b通过第二扼流圈(例如，l2)连接到当前负网络连接201b，该另一半桥203b连接到“计时”半桥，尤其是用pwm计时的半桥，该半桥根据图的例子。在与整流器模式相反的逆变器模式中，功率从直流侧205流动到交流侧201。

换言之，模式设置装置213设置为，通过其调整接通模式而预设从直流连接205到交流连接201的功率流的方向。在图5中，所产生的交流电压501的正电位被施加到桥点b1，从而操纵第一开关装置s11。在相应的半波501期间，以这样的方式切换s11，使得对应电桥支路203a的属于开关装置s11的桥点持久地与第一直流电连接205a连接。并且在半波期间未被持久接通的第四开关装置s22以时钟脉冲运行，时钟脉冲的频率高于施加于交流电连接上的交流电的频率。

图6示出了根据本发明实施例的在提供正弦产生的交流电压的负半波期间处于逆变器模式的适配器设备200。

模式设置装置213被设置为，预设从直流电连接205到交流电连接201的功率流的方向并根据施加在交流电连接上的交流电的正电位接通第三开关装置s21，以使得在对应的半波期间相应的电桥支路203b的属于第三开关装置s21的桥点b2与第一直流触点205a持续地连接。在半波期间601未被持续接通的所述第二开关装置s12以时钟脉冲运行，时钟脉冲的频率高于施加于交流电连接上的交流电的频率。

在一个示例中，当不要求反馈运行时，不必配备igbts11、s21。例如，可以生产单相或多相充电器，其中仅将某些相的一部分配备为能够反馈的。

图7示出了根据本发明示例性实施例的用于电动车辆的具有三相结构的供能系统700。供能系统700或三相充电设备仅配备有单相逆功率流。为此，在第一相701中提供了完全装配的适配器设备200a。对于第二相702和第三相703，仅使用部分装配的适配器设备200b、200c，其中，未装配igbt。

pfc200a、200b、200c连接在3相701、702、703中的每一个和公共中性导体704之间，每个均具有mosfet逆变器级和后续的变压器(trafo)705作为“负载”。变压器的次级侧经由整流器708a、708b、708c与电动车辆的电池连接。整流器708a的最上层由有源开关(例如mosfet)实现，该有源开关使能量能够从电池211流回pfc级200a。也可以在中间电路的正极205a上用两个igbt反馈三个pfc级200a中的最上侧的pfc级。因此，该电路使实现了从三相电网201’汲取能量来为车辆充电。当车辆运行或停放过程中，系统可以为普通电网用户(例如工具、灯具、家用电器)提供单相交流电压。通过合适的设计，也可以考虑车辆到电网的电源应用，以使电网支持高负载或为自己的家庭供电。当然，2相或全部3相位可以均是双向的。

另外，应当注意，“包括”和“具有”不排除任何其他元件或步骤，并且“一个”或“一个”不排除多个。还应当注意，已经参考上述示例性实施例之一描述的特征或步骤也可以与上述其他示例性实施例的其他特征或步骤结合使用。权利要求中的附图标记不应视为限制。