开关电源装置的制作方法

1.本发明涉及应用于非绝缘型降压斩波电路等的开关电源装置。


背景技术：

2.作为生成比输入电压低的稳定的电压的方法，广泛使用了非绝缘型降压斩波电路。特别是，在通信基础设施等中较多使用pol(point of load：负载点)模块电源。
3.该模块电源将控制电路、功率mosfet(power mosfet)和电感器搭载于单个基板上。用户对模块的输出端子与gnd之间追加输出电容器，调整输出电容器值。由此，能够抑制伴随开关动作的输出纹波电压，能够调整成使输出负载电流产生急剧变动时的输出电压的变动落入标准范围内。
4.一般而言，越大幅调整输出电容器值，输出纹波电压和负载急变时的输出电压变动越少。但是，在控制电路中，数字滤波器的控制常数被设定成能够在设想的范围内进行稳定动作。因此，例如，在使输出电容器以设想以上变大时，反馈控制的控制频带(交越频率)下降而响应特性退化。因此，不仅无法如期待那样抑制负载急变时的输出电压变动，最坏的是，存在相位裕度不足而使动作变得不稳定的问题。
5.与此相对，专利文献1所记载的开关电源装置根据在电源启动之后输出电压开始上升而达到规定值之后的滤波器特性分析期间中产生的输出电压的变动，提取控制对象的滤波器特性。该装置通过将所提取的滤波器特性与预先设定的多个模型频率特性进行比较，对滤波器特性进行分析。然后，该装置通过自动选择与模型频率特性对应的数字滤波器的控制常数(控制响应特性)，能够确保较宽的动作范围。
6.现有技术文献
7.专利文献
8.专利文献1：日本特许第5925724号公报


技术实现要素：

9.发明要解决的课题
10.但是，专利文献1的模型频率特性在输出电压达到电源上升后的设定电压时被最优化。因此，滤波器特性分析期间必须要设置在输出电压达到设定电压以后的时机。因此，在电源刚刚启动之后的输出电压较低的状态下，无法对滤波器特性进行分析，滤波器常数设定未完成。因此，在输出电压达到设定电压为止的上升期间内，反馈控制变得不稳定。
11.这样，专利文献1的开关电源装置根据在电源启动之后输出电压开始上升并达到设定电压之后的滤波器特性分析期间中产生的输出电压的变动，提取控制对象的滤波器特性，设定最佳的数字滤波器的控制常数。因此，在输出电压达到设定电压为止的上升期间中，控制常数的设定未完成，陷入不稳定动作。
12.本发明的课题在于提供能够防止在输出电压达到设定电压为止的上升期间中陷入不稳定动作的开关电源装置。
13.用于解决课题的手段
14.为了解决所述课题，本发明的开关电源装置通过使开关元件导通和断开，将从电源供给的第1直流电压经由电感器和输出电容器转换为第2直流电压而向输出负载供给输出电压，其特征在于，该开关电源装置具有：电压检测部，其检测所述输出电压，将所检测出的所述输出电压转换为规定的比特数的数字值；数字滤波器，其基于目标值与所述电压检测部的输出之间的误差，进行规定的运算；驱动部，其在滤波器特性分析期间以规定的占空比对所述开关元件进行驱动，在所述滤波器特性分析期间结束以后，以基于所述数字滤波器的运算结果的占空比控制所述主开关元件；电流检测部，其检测流过所述电感器的电流，将所检测出的电流作为电流检测信号输出；滤波器特性分析部，其基于所述电流检测部的电流检测信号，根据在所述滤波器分析期间流过所述电感器的突入电流的产生期间来对由所述电感器和所述输出电容器构成的滤波器特性进行分析；以及常数存储部，其具有存储有与多个滤波器特性对应的多个滤波器常数的多个数字滤波器常数表，在所述滤波器特性分析期间结束以后，根据所述滤波器特性而从所述多个数字滤波器表中选择适合的滤波器常数，并供给到所述数字滤波器。
15.此外，本发明的开关电源装置通过使开关元件导通和断开，将从电源供给的第1直流电压经由电感器和输出电容器转换为第2直流电压而向输出负载供给输出电压，其特征在于，该开关电源装置具有：电压检测部，其检测所述输出电压，将所检测出的所述输出电压转换为规定的比特数的数字值；数字滤波器，其基于目标值与所述电压检测部的输出之间的误差，进行规定的运算；驱动部，其在滤波器特性分析期间以规定的占空比对所述开关元件进行驱动，在所述滤波器特性分析期间结束以后，以基于所述数字滤波器的运算结果的占空比控制所述主开关元件；电流检测部，其检测流过所述电感器的电流，将所检测出的电流作为电流检测信号输出；滤波器特性分析部，其基于所述电流检测部的电流检测信号，根据在所述滤波器分析期间流过所述电感器的突入电流的产生期间来对由所述电感器和所述输出电容器构成的滤波器特性进行分析；以及滤波器常数运算部，其在所述滤波器特性分析期间结束以后，根据所述滤波器特性而计算滤波器常数，并供给到所述数字滤波器。
16.发明效果
17.根据本发明，滤波器特性分析部根据在刚刚启动电源之后并且输出电压开始上升之前的滤波器特性分析期间流动的突入电流产生期间，一次提取由输出电容器和电感器决定的控制对象的滤波器特性。常数存储部从所预先设定并存储的多个数字滤波器常数表中选择最佳的数字滤波器常数并应用于数字滤波器。
18.因此，不需要考虑手动操作中的输出电容器和电感器的设定。然后，通过进行软启动动作，使输出电压慢慢地上升至设定电压。
19.在输出电压上升至设定电压之前，滤波器常数设定完成，因此能够使软启动期间中的反馈控制稳定。因此，能够防止在输出电压的上升期间中陷入不稳定动作。
附图说明
20.图1是实施例1的开关电源装置的电路结构图。
21.图2是示出一般电压模式dc/dc转换器的频率特性的图。
22.图3是示出按照每个要素对图2所示的频率特性进行分解后的数字滤波器和转换
器的频率特性的图。
23.图4是示出输出电容器为较小的值且能够确保充分的相位裕度的情况下的频率特性的图。
24.图5是示出输出电容器为较大的值且相位裕度不足的情况下的频率特性的图。
25.图6是用于说明实施例1的开关电源装置的动作的各部分的时序图。
26.图7是示出在输出电容器为较大的值且谐振频率低于零点频率的情况下交越频率(crossover frequency)和相位裕度下降时的频率特性的图。
27.图8是示出输出电容器为较大的值且伴随谐振频率变低使零点频率向较低的频率偏移并且使增益下降时的频率特性的图。
28.图9是实施例2的开关电源装置的电路结构图。
29.图10是实施例3的开关电源装置的电路结构图。
30.图11是示出在实施例1的开关电源装置中输入电压较高的情况下的输出电压和电感器电流的上升波形的图。
31.图12是示出在实施例3的开关电源装置中输入电压较高的情况下的输出电压和电感器电流的上升波形的图。
具体实施方式
32.以下，参照附图说明本发明的开关电源装置的实施例。
33.(实施例1)
34.图1是实施例1的开关电源装置的电路结构图。图1所示的实施例1的开关电源装置具有电压检测部1、目标值生成部2、减法器3、数字滤波器4、驱动部5、电流检测部6、滤波器特性分析部7、常数存储部8、高侧mosfet 101、低侧mosfet 102、电感器103、输出电容器104和输出负载105。高侧mosfet 101、低侧mosfet 102对应于本发明的开关元件。
35.开关电源装置通过使高侧mosfet 101和低侧mosfet 102交替地导通和截止，将从电源vi供给的第1直流电压经由电感器103和输出电容器104而转换为第2直流电压，并向输出负载105供给输出电压vo。
36.电源vi的正极与n沟道的高侧mosfet 101的漏极连接，高侧mosfet 101的源极和n沟道的低侧mosfet 102的漏极与电感器l的一端连接。低侧mosfet 102的源极接地。
37.电感器l的另一端与输出电容器104的一端和负载105的一端连接。输出电容器104的另一端和输出负载105的另一端接地。
38.驱动部5通过使高侧mosfet 101和低侧mosfet 102交替地进行开关动作，使sw端子(高侧mosfet 101与低侧mosfet 102的连接点)产生矩形波电压。由电感器103和输出电容器104构成的输出滤波器通过使矩形波电压平滑，向负载105供给由稳定的直流电压形成的输出电压vo。
39.电压检测部1与输出电容器104的一端连接，检测输出电压vo，将所检测出的输出电压vo转换为规定的比特数的数字电压值，将转换后的数字电压值输出到减法器3。
40.目标值生成部2产生输出电压vo的目标值，将目标值转换为规定的比特数的数字值，将转换后的数字值输出到减法器3。另外，从后述的滤波器特性分析期间的结束时刻起在规定的期间内，使目标值从第1目标值慢慢地变化至第2目标值，使输出电压vo从第1输出
电压慢慢地上升至第2输出电压。由此，抑制过冲和从电源vi经由高侧mosfet 101和电感器103而流过输出电容器104的过度的突入电流(rush current)。
41.减法器3运算出来自电压检测部1的数字电压值与由目标值生成部2生成的目标值之间的误差，将所得到的误差输出到数字滤波器4。
42.数字滤波器4在滤波器特性分析期间tr内输出规定的分析信号，在滤波器特性分析期间tr结束以后，对来自减法器3的误差主要进行pid(比例/积分/微分)运算，将运算结果输出到驱动部5。
43.驱动部5根据来自数字滤波器4的运算结果，使高侧mosfet 101和低侧mosfet 102交替地进行导通和截止驱动。根据数字滤波器4的运算结果而控制高侧mosfet 101和低侧mosfet 102的导通和截止的占空比。
44.驱动部5在滤波器特性分析期间以规定的占空比对高侧mosfet 101和低侧mosfet 102进行驱动，在滤波器特性分析期间结束以后，以基于数字滤波器4的运算结果的占空比控制高侧mosfet 101和低侧mosfet 102。
45.电流检测部6检测流过电感器103的电流值，将所检测出的电流值转换为作为规定的比特数的数字电压值的电流检测信号，将电流检测信号输出到滤波器特性分析部7。
46.滤波器特性分析部7基于来自电流检测部6的电流检测信号，根据在滤波器特性分析期间tr流过电感器103的突入电流的产生期间来对由控制对象的电感器103和输出电容器104决定的滤波器特性(lc谐振频率f0)进行分析，将分析出的滤波器特性输出到常数存储部8。
47.常数存储部8在滤波器特性分析期间结束以后根据由滤波器特性分析部7分析出的滤波器特性分析结果(lc谐振频率f0)而从常数存储部8中预先设定并存储的多个数字滤波器常数表中选择最佳的数字滤波器常数，并将所选择出的数字滤波器常数供给到数字滤波器4。
48.接着，对反馈控制进行说明。数字滤波器4输入输出电压vo与目标值vref之间的误差，进行规定的运算。驱动部5控制高侧mosfet 101和低侧mosfet 102的占空比。由此，以使输出电压vo与比较值vref之间的误差变小的方式进行反馈控制。
49.作为判别反馈环路的稳定性的方法，广泛使用伯德图。图2是一般电压模式dc/dc转换器的伯德图的图形。频率越高，增益和相位的变化越大，最终，增益成为1倍(0db)。将这时的频率称作交越频率fc。
50.如果交越频率fc下的相位相对于振荡极限(
‑
180deg)充分地具有裕度，则能够判断为反馈控制稳定。将该裕度称作相位裕度pm，该裕度越高，稳定性越提高。一般而言，60deg左右的相位裕度被设为能够兼顾稳定性和响应性的最佳值。增益和相位相对于频率的变化具有拐点，在频率较低的区域i中，增益伴随频率的上升而以
‑
20db/dec下降。
51.频率fz1为第1零点，使增益以+20db/dec上升，使相位超前+90deg。因此，在区域ii中，不存在增益的变化，相位最大超前至0deg。
52.频率f0是由电感器103和输出电容器104决定的lc谐振频率，通过式(1)给出。伴随频率的上升，使增益以
‑
40db/dec下降，使相位延迟
‑
180deg。因此，在区域iii中，增益以
‑
40db/dec发生变化，相位最大延迟至
‑
180deg。
53.54.频率fz2为第2零点，与第1零点fz1同样，使增益以+20db/dec上升，使相位超前+90deg。因此，在区域iv中，增益以
‑
20db/dec发生变化，在区域iii中返回最大延迟至
‑
180deg的相位。由此，能够在交越频率fc处，确保相位裕度。
55.图3是按照每个要素对图2的频率特性进行分解后的图。数字滤波器特性是由图1的数字滤波器4决定的特性，转换器特性是由除了数字滤波器4以外决定的特性。数字滤波器4除了与频率对应地使增益以
‑
20db/dec下降的积分特性以外，还追加两个零点fz1和fz2并适当地进行配置，由此使转换器特性的lc谐振频率f0下的增益下降的斜率平缓。
56.此外，数字滤波器4生成两个零点fz1和fz2，以返回最大延迟
‑
180deg的相位。通过适当地配置该零点fz1和fz2，能够充分地确保相位裕度pm。一般而言，第1零点fz1设定为低于谐振频率f0，第2零点fz2优选配置于lc谐振频率f0至交越频率fc之间。
57.但是，模块电源的大部分用户在模块电源的输出端子与gnd之间追加电容器，调整电容器值。由此，抑制伴随开关动作的输出纹波电压，调整成使输出负载电流产生急剧变动时的输出电压的变动落入标准范围。因此，通过(1)式给出的lc谐振频率f0发生变化，由于在交越频率fc变低的方向上偏移而使负载响应性能恶化，即使增加输出电容器值，也无法获得充分的输出电压变动的抑制效果。最差的是，反馈动作有时变得不稳定。参照图4对其进行详细说明。
58.例如，如图4所示，考虑以输出电容器104为较小的值能够确保充分的相位裕度pm的方式对第1零点fz1和第2零点fz2进行最优化的条件。当在维持该滤波器条件的状态下仅增大输出电容器104时，如图5所示，lc谐振频率移动至低于f0的f0’
。因此，第1零点fz1与谐振点f0’
的位置关系颠倒，特别是，在区域ii中，成为
‑
60db/dec，斜率变得非常陡峭。
59.其结果，交越频率fc’变低，因此，负载响应性能恶化。并且，无法充分获得基于第2零点fz2的相位超前效果。因此，相位裕度pm’不足，陷入不稳定动作。为了解决该问题，需要求出由电感器103和输出电容器104决定的lc谐振频率f0’
，根据该结果对第1零点fz1和第2零点fz2进行最优化。
60.因此，本发明在刚刚接通电源vi之后的滤波器特性分析期间，积极地产生流过电感器103的突入电流，根据突入电流的产生期间推测由输出电容器和电感器决定的lc谐振频率f0，最佳地设定零点fz1和fz2。因此，不需要考虑手动操作中的输出电容器和电感器的设定。参照图6对该情形详细地进行说明。
61.在接通输入电压vi之后，在区域i的滤波器特性分析期间tr，数字滤波器4将规定的分析信号输出到驱动部5，由此使高侧mosfet 101和低侧mosfet 102以规定的占空比导通和截止。
62.规定的占空比远低于稳定动作期间tc(区域iv)的占空比。由此，对输出电容器104进行充电，在直到输出电压vo达到由输入电压vi和规定的占空比决定的第1输出电压vo1为止的期间内，使电感器103积极地产生突入电流。另外，第1输出电压vo1通过以下的式给出。d表示占空比。
63.vo1＝vi
·
d
……
(2)
64.该电感器103中产生的突入电流的包络线elp与由电感器103和输出电容器104决定的lc自由振动的半波大致相似。
65.因此，滤波器特性分析部7通过计测从滤波器特性分析期间的开始起到达包络线
elp的顶点附近为止的时间tr，计算由电感器103和输出电容器104决定的谐振频率f0。从滤波器特性分析期间的开始起到达包络线elp的顶点附近为止的期间tr与lc谐振频率f0的关系通过式(3)给出。
66.f0≒1/(4
·
tr)
……
(3)
67.在图6的常数设定期间ts(区域ii)，滤波器特性分析部7根据所求出的谐振频率f0值而从常数存储部8中预先设定并存储的多个数字滤波器常数表中选择最佳的数字滤波器常数、并应用于数字滤波器4。具体而言，如表1所示，滤波器特性分析部7选择如lc谐振频率f0值越低则第1零点fz1和第2零点fz2越低的数字滤波器设定表。
68.[表1]
[0069][0070]
由此，如图7所示，在零点调整之前，第1零点fz1与谐振点f0的位置关系颠倒。特别是，在区域ii中，斜率变得非常陡峭，为
‑
60db/dec，因此，交越频率fc变低，负载响应性能下降。并且，无法获得基于第2零点fz2的相位超前效果，相位裕度pm不足。
[0071]
与此相对，在零点调整之后，如图8所示，根据lc谐振频率f0而使第1零点fz1’
和第2零点fz2’
下降。由此，通过充分地确保相位裕度pm’并提高交越频率fc’，能够构成负载响应性能和稳定性高的电源。
[0072]
在图6的软启动tss(区域iii)，目标值生成部2通过使目标值从第1目标值起慢慢地上升至第2目标值，实现输出电压vo的软启动动作，防止过冲。然后，当输出电压vo达到由第2目标值决定的设定电压时，转移到区域iv，开始稳定动作。
[0073]
另外，在现有技术中，由于在软启动动作期间结束之后进行滤波器特性的设定，所以存在在软启动动作期间中反馈动作变得不稳定的问题。
[0074]
与此相对，在本发明中，在输出电压vo开始软启动动作之前，数字滤波器4的设定已完成，所以具有不产生相同问题的优点。
[0075]
另外，在表1中，通过根据lc谐振频率f0而调整零点，构成兼顾了负载响应性能和稳定性的电源，与此相对，即使根据lc谐振频率f0值而调整增益，也能够获得相同的效果。并且，即使根据lc谐振频率f0而调整零点和增益双方，也能够获得相同的效果。
[0076]
此外，流过电感器103的电流检测可以是使用分流电阻直接检测的方法，也可以是利用电感器103的dcr(直流电阻)间接地检测的方法，还可以是使用霍尔元件以不接触的方式检测的方法。
[0077]
这样，根据实施例1的开关电源装置，滤波器特性分析部根据在刚刚启动电源之后并且输出电压开始上升之前的滤波器特性分析期间流动的突入电流产生期间，一次提取由输出电容器104和电感器103决定的控制对象的滤波器特性。常数存储部8从所预先设定并存储的多个数字滤波器常数表中选择最佳的数字滤波器常数并应用于数字滤波器4。
[0078]
因此，不需要考虑手动操作中的输出电容器104和电感器103的设定。然后，通过进行软启动动作，使输出电压慢慢地上升至设定电压。
[0079]
在输出电压上升至设定电压之前，滤波器常数设定完成，因此能够使软启动期间中的反馈控制稳定。因此，能够防止在输出电压的上升期间中陷入不稳定动作。
[0080]
(实施例2)
[0081]
图9是实施例2的开关电源装置的结构图。实施例2相对于实施例1，替代常数存储部8，具有常数运算部9。实施例2的其他结构是与实施例1相同的结构，因此，仅说明常数运算部9。
[0082]
常数运算部9根据来自滤波器特性分析部7的滤波器特性分析结果(lc谐振频率f0值)、目标交越频率fca、目标相位裕度pma和其他设定所需的信息，运算出满足条件的滤波器常数，将所运算的滤波器常数应用于数字滤波器4。说明常数运算部9中的运算方法的一例。
[0083]
当假设最优化后的滤波器特性满足fz1<<f 0
<fz2<<fca时，当设目标交越频率为fca、目标相位裕度为pma时，可通过式(4)来估算第2零点fz2。
[0084]
fz2≒－fca
·
tan(pma+90deg)－fz1……
(4)
[0085]
此外，由于fz1<<fz2为前提条件，所以设fz1为式(5)。
[0086]
fz1≒fz2/10
……
(5)
[0087]
根据以上所示的式(4)、(5)，计算第1零点fz1、第2零点fz2，并应用于数字滤波器4，由此，能够实现具有较高的负载响应性能和充分的稳定性的良好的反馈控制。
[0088]
在实施例1中，常数存储部8根据由滤波器特性分析部7运算出的lc谐振频率f0而从所存储的滤波器常数表中选择最佳的常数。因此，可容许的lc谐振频率f0的偏差范围在某一程度上受限定。
[0089]
与此相对，在实施例2中，常数运算部9通过运算求出控制常数，所以即使lc谐振频率f0在更大的范围内发生偏差，也能够实现良好的反馈控制。
[0090]
此外，流过电感器103的电流的检测可以是使用分流电阻直接检测的方法，也可以是利用电感器103的dcr(直流电阻)间接地检测的方法，还可以是使用霍尔元件以不接触的方式检测的方法。
[0091]
这样，根据实施例2的开关电源装置，滤波器特性分析部7根据在刚刚启动电源之后并且输出电压开始上升之前的滤波器特性分析期间流动的突入电流产生期间，一次提取由输出电容器104和电感器103决定的控制对象的滤波器特性。常数运算部9运算出与滤波器特性对应的最佳的常数，并将所运算的滤波器常数应用于数字滤波器4。
[0092]
因此，不需要考虑手动操作中的输出电容器104和电感器103的设定。然后，通过进行软启动动作，使输出电压慢慢地上升至设定电压。
[0093]
在输出电压上升至设定电压之前，滤波器常数设定完成，因此能够使软启动期间中的反馈控制稳定。因此，能够防止在输出电压的上升期间中陷入不稳定动作。
[0094]
(实施例3)
[0095]
图10是实施例3的开关电源装置的结构图。实施例3的开关电源装置相对于实施例2的开关电源装置，追加了输入电压检测部10。此外，数字滤波器4被变更为数字滤波器4b。图10所示的其他结构与图1所示的结构相同，所以仅说明不同的结构。
[0096]
输入电压检测部10检测输入电压vi，将所检测出的输入电压vi作为数字值输出到数字滤波器4b。数字滤波器4b向驱动部5输出与在滤波器特性分析期间tr由输入电压检测部10检测出的输入电压vi的值对应地发生变化的分析信号。驱动部5根据来自数字滤波器4b的分析信号，使高侧mosfet 101和低侧mosfet 102以与输入电压vi对应的占空比、具体而言、以输入电压vi越高则越窄的占空比进行导通和截止。
[0097]
图11示出图1所示的实施例1中的、输入电压vi较高时产生的第1输出电压vo较高。与此相对，图12示出图10所示的实施例2中的、输入电压vi较高时的第1输出电压vo1较低。由于第1输出电压vo1较低，因此，能够防止成为负载的fpga、cpu的错误动作。
[0098]
这样，根据实施例3的开关电源装置，通过根据输入电压vi而控制滤波器特性分析期间中的占空比，能够防止如图12所示那样在滤波器特性分析期间产生的第1输出电压(偏移电压)变得过高，能够实现平滑的软启动特性。
[0099]
另外，流过电感器103的电流的检测可以是使用分流电阻直接检测的方法，也可以是利用电感器103的dcr(直流电阻)间接地检测的方法，还可以是使用霍尔元件以不接触的方式检测的方法。
[0100]
产业上的可利用性
[0101]
本发明能够应用于非绝缘型降压斩波电路等。
[0102]
标号说明
[0103]
1：电压检测部；
[0104]
2：目标值生成部；
[0105]
3：减法器；
[0106]
4：数字滤波器；
[0107]
5：驱动部；
[0108]
6：电流检测部；
[0109]
7：滤波器特性分析部；
[0110]
8：常数存储部；
[0111]
9：常数运算部；
[0112]
10：输入电压检测部；
[0113]
101：高侧mosfet；
[0114]
102：低侧mosfet；
[0115]
103：电感器；
[0116]
104：输出电容器；
[0117]
105：输出负载；
[0118]
vi：电源。