用于控制双向CLLC转换器的电路和方法与流程

用于控制双向cllc转换器的电路和方法
技术领域
1.本发明总体涉及双向cllc转换器，并且更具体地，涉及在充电和放电模式期间控制双向cllc转换器的电路和方法。


背景技术：

2.电力应用，诸如电池充电器、电动汽车(ev)、可再生能源、不间断电源(ups)和智能电网电力系统，利用双向dc-dc转换器来在既可以消耗又可以提供dc电力的装置和/或电源之间进行接口。
3.用于ev和储能的功率转换系统的趋势是朝向高效率、高功率密度和双向操作。双向cllc转换器在双向dc-dc功率转换应用中变得非常流行，因为它们在双向操作模式中的零电压切换(zvs)操作，如wei chen等人在2010年9月在ieee transactions on industrial electronics的第57卷第9号发表的“snubberless bidirectional dc-dc converter with new cllc resonant tank featuring minimized switching loss”中所讨论的。如本文中所使用的，“cllc”是指包括电容(c)和电感(l)的电路元件的谐振组合。在一些情况下，对于这样的电路，zvs操作以及因此切换损耗的减少可能只适用于导通切换，并且硬切换(例如，具有对应的切换损耗)可能仍然存在于断开切换。
4.为了实现高效率、良好的热性能和电磁干扰(emi)的减少，对cllc双向转换器中使用的变压器的匝数比进行适当的设计可能是有用的，以便在增益小于谐振频率处的增益时，最小化在重负载情况下转换器的切换频率和关断电流。然而，在一些应用中，诸如ev车载充电器(obc)中，当在充电模式中操作时，dc-dc转换器所需的输出电压范围可能变化很大。而且，车辆到电网(v2g)操作(例如，其中ev可以向电网提供电力)和车辆到负载(v2l)操作(例如，其中ev可以向所连接的负载提供电力)两者可能具有宽的dc输入电压范围，而dc-dc转换器所需的输出电压范围也可能很宽。结果，设计变压器的匝数比以支持具有这种广泛变化范围的应用可能是困难的。
5.之前已经研究过一种包含cllc转换器在降压/升压转换器后或者降压/升压转换器在cllc转换器后的两阶段结构，如liu hao等人在2018 ieee international conference on electrical systems for aircraft,railway,ship propulsion and road vehicles&international transportation electrification conference(esars-itec)中发表的“urban rail transit power system integrated with electric vehicles based on cllc resonant and buck-boost converter”中所讨论的。然而，附加降压/升压转换器可能增加系统成本，并且影响系统效率和功率密度。
6.基于继电器的灵活控制在适配器应用中也有研究，如chong-eun kim等人在2018年9月在ieee transactions on power electronics的第33卷第9号中发表的“high-efficiency single-stage llc resonant converter for wide-input-voltage range”中所讨论的。在这类装置中，可以使用机械继电器来改变不同操作模式中的变压器的匝数比。然而，基于继电器的方法也增加了系统成本，并且影响系统效率和功率密度。


技术实现要素：

7.依据本发明的一些实施例，一种双向功率转换器包括：第一开关电路，经由变压器耦接到第二开关电路，其中第一开关电路被配置为在充电模式期间向第二开关电路转移电力；第二开关电路，被配置为在放电模式期间向第一开关电路转移电力，并且第一开关电路被配置为在充电模式的第一部分期间以半桥配置操作。
8.在一些实施例中，第一开关电路被进一步配置为在放电模式的第一部分期间以全桥同步整流器配置操作。
9.在一些实施例中，第二开关电路被配置为在充电模式的第一部分期间作为全桥同步整流器操作。
10.在一些实施例中，第一开关电路的第一开关(例如，q4)和第二开关(例如，q3)被配置为在充电模式的第一部分的一部分期间同时是活动的。
11.在一些实施例中，第一开关(例如，q4)被配置为在充电模式的第一部分期间，在第二开关(例如，q3)被配置为从停用状态转变到激活状态的基本上相同的时间，从停用状态转变到激活状态。
12.在一些实施例中，第一开关(例如，q4)被配置为在充电模式的第一部分期间，在第二开关(例如，q3)被配置为从激活状态转变到停用状态的基本上相同的时间，从激活状态转变到停用状态。
13.在一些实施例中，在充电模式的第一部分期间，第一开关(例如，q4)以具有第一占空比的第一频率进行脉宽调制，并且第二开关(例如，q3)以具有第二占空比的第二频率进行脉宽调制，第一频率与第二频率基本上相同，并且第一占空比与第二占空比的持续时间不同。
14.在一些实施例中，第一开关电路的第一开关(例如，q4)和第三开关(例如，q1)被配置为在充电模式的第一部分的另一部分期间同时是活动的。
15.在一些实施例中，第二开关电路的第四开关(例如，q7)和第五开关(例如，q8)被配置为在放电模式的第一部分的一部分期间同时是活动的。
16.在一些实施例中，第四开关(例如，q7)被配置为在放电模式的第一部分期间，在第五开关(例如，q8)被配置为从停用状态转变到激活状态的基本上相同的时间，从停用状态转变到激活状态。
17.在一些实施例中，第四开关(例如，q7)被配置为在放电模式的第一部分期间，在第五开关(例如，q8)被配置为从激活状态转变到停用状态的基本上相同的时间，从激活状态转变到停用状态。
18.在一些实施例中，在放电模式的第一部分期间，第四开关(例如，q7)以具有第四占空比的第四频率进行脉宽调制，并且第五开关(例如，q8)以具有第五占空比的第五频率进行脉宽调制，第四频率与第五频率基本上相同，并且第四占空比与第五占空比的持续时间不同。
19.在一些实施例中，第二开关电路的第四开关(例如，q7)和第六开关(例如，q6)被配置为在放电模式的第一部分的另一部分期间同时是活动的。
20.在一些实施例中，第一开关电路的开关(例如，q2)被配置为在充电模式的第一部分的持续时间期间被打开。
21.在一些实施例中，第二开关电路的开关(例如，q5)被配置为在放电模式的第一部分的持续时间期间被打开。
22.在一些实施例中，第一开关电路包括：第一开关(例如，q1)，具有与输入端口的第一端子耦接的第一端子和与变压器的第一绕组的第一端子耦接的第二端子；第二开关(例如，q2)，具有与输入端口的第一端子耦接的第一端子和与变压器的第一绕组的第二端子耦接的第二端子；第三开关(例如，q3)，具有与变压器的第一绕组的第一端子耦接的第一端子和与输入端口的第二端子耦接的第二端子；以及第四开关(例如，q4)，具有与变压器的第一绕组的第二端子耦接的第一端子和与输入端口的第二端子耦接的第二端子。
23.在一些实施例中，第一开关电路包括：第五开关(例如，q5)，具有与输出端口的第一端子耦接的第一端子和与变压器的第二绕组的第一端子耦接的第二端子；第六开关(例如，q6)，具有与输出端口的第一端子耦接的第一端子和与变压器的第二绕组的第二端子耦接的第二端子；第七开关(例如，q7)，具有与变压器的第二绕组的第一端子耦接的第一端子和与输出端口的第二端子耦接的第二端子；以及第八开关(例如，q8)，具有与变压器的第二绕组的第二端子耦接的第一端子和与输出端口的第二端子耦接的第二端子。
24.依据本发明的一些实施例，一种双向功率转换器包括：第一开关电路，经由变压器耦接到第二开关电路，其中第一开关电路被配置为在充电模式期间向第二开关电路转移电力；第二开关电路，被配置为在放电模式期间向第一开关电路转移电力，并且第一开关电路的第一开关(例如，q2)被配置为在充电模式的大部分持续时间期间被打开。
25.在一些实施例中，第二开关电路的第一开关(例如，q5)被配置为在放电模式的持续时间期间被打开。
26.在一些实施例中，第一开关电路的第二开关(例如，q4)被配置为被操作以便在第一开关电路的第三开关(例如，q3)的占空比的一部分期间是活动的。
27.在一些实施例中，第一开关电路的第二开关(例如，q4)被配置为被操作以便在第一开关电路的第三开关(例如，q3)和第四开关(例如，q1)的占空比的一部分期间是活动的。
28.在一些实施例中，第二开关电路的第二开关(例如，q7)被配置为被操作以便在第二开关电路的第三开关(例如，q8)的占空比的一部分期间是活动的。
29.在一些实施例中，第二开关电路的第二开关(例如，q7)被配置为被操作以便在第二开关电路的第三开关(例如，q8)和第四开关(例如，q6)的占空比的一部分期间是活动的。
30.在一些实施例中，第一开关电路包括第一全桥开关电路，并且第二开关电路包括第二全桥开关电路。
31.在一些实施例中，第一开关电路的第一开关(例如，q2)被配置为在充电模式的整个持续时间期间被打开。
32.依据本发明的一些实施例，一种双向功率转换器包括：第一开关电路，经由变压器耦接到第二开关电路，其中第一开关电路包括第一开关(例如，q1)、第二开关(例如，q2)、第三开关(例如，q3)和第四开关(例如，q4)并被配置为在充电模式期间向第二开关电路转移电力；第二开关电路，包括第五开关(例如，q5)、第六开关(例如，q6)、第七开关(例如，q7)和第八开关(例如，q8)并被配置为在放电模式期间向第一开关电路转移电力，第三开关(例如，q3)和第四开关(例如，q4)被配置为在充电模式的一部分期间同时是活动的，第四开关(例如，q4)和第三开关(例如，q3)被配置为由各自的脉宽调制(pwm)信号控制，并且第四开
关(例如，q4)的第一pwm信号具有与第三开关(例如，q3)的第二pwm信号不同持续时间的脉宽。
33.在一些实施例中，第一开关电路被配置为在放电模式的一部分期间作为全桥同步整流器操作。
34.在一些实施例中，第二开关电路被配置为在充电模式的一部分期间作为全桥同步整流器操作。
35.在一些实施例中，第四开关(例如，q4)被配置为在第三开关(例如，q3)被配置为从停用状态转变到激活状态的基本上相同的时间，从停用状态转变到激活状态。
36.在一些实施例中，第四开关(例如，q4)被配置为在第三开关(例如，q3)被配置为从激活状态转变到停用状态的基本上相同的时间，从激活状态转变到停用状态。
37.在一些实施例中，第四开关(例如，q4)以第一频率进行脉宽调制，并且第三开关(例如，q3)以第二频率进行脉宽调制，并且第一频率与第二频率基本上相同。
38.在一些实施例中，第一开关电路的第四开关(例如，q4)和第一开关(例如，q1)被配置为在充电模式的另一部分期间同时是活动的。
39.在一些实施例中，第二开关电路的第七开关(例如，q7)和第八开关(例如，q8)被配置为在放电模式的一部分期间同时是活动的。
40.在一些实施例中，第七开关(例如，q7)被配置为在第八开关(例如，q8)被配置为从停用状态转变到激活状态的基本上相同的时间，从停用状态转变到激活状态。
41.在一些实施例中，第七开关(例如，q7)被配置为在第八开关(例如，q8)被配置为从激活状态转变到停用状态的基本上相同的时间，从激活状态转变到停用状态。
42.在一些实施例中，第七开关(例如，q7)以具有第四占空比的第四频率进行脉宽调制，并且第八开关(例如，q8)以具有第五占空比的第五频率进行脉宽调制，第四频率与第五频率基本上相同，并且第四占空比的持续时间与第五占空比不同。
43.在一些实施例中，第二开关电路的第七开关(例如，q7)和第六开关(例如，q6)被配置为在放电模式的另一部分期间同时是活动的。
44.在一些实施例中，第一开关电路的第二开关(例如，q2)被配置为在充电模式的持续时间期间被打开。
45.在一些实施例中，第二开关电路的第五开关(例如，q5)被配置为在放电模式的持续时间期间被打开。
46.在一些实施例中，第一开关电路的第二开关(例如，q2)被配置为在充电模式期间由第三pwm信号控制，以使得当第四开关(例如，q4)不活动时激活第二开关(例如，q2)。
47.在一些实施例中，其中第二开关电路的第五开关(例如，q5)被配置为在放电模式期间由第四pwm信号控制，以使得当第七开关(例如，q7)不活动时激活第五开关(例如，q5)。
48.依据本发明的一些实施例，一种操作双向功率转换器的方法包括：提供具有全桥配置的第一开关电路，该第一开关电路经由变压器耦接到第二开关电路；在充电模式的第一部分期间以半桥配置操作双向功率转换器的具有全桥配置的第一开关电路，以及在充电模式期间通过变压器从第一开关电路向第二开关电路转移电力。
49.在一些实施例中，该方法进一步包括在双向功率转换器的放电模式期间操作第二开关电路以将电力转移到第一开关电路。
50.在一些实施例中，该方法进一步包括在放电模式的第一部分期间操作第一开关电路以在全桥同步整流器配置中操作。
51.在一些实施例中，该方法进一步包括在充电模式的第一部分期间操作第二开关电路以作为全桥同步整流器操作。
52.在一些实施例中，在充电模式的第一部分期间操作第一开关电路包括操作第一开关电路的第一开关(例如，q4)和第二开关(例如，q3)以在充电模式的第一部分的一部分期间同时是活动的。
53.在一些实施例中，在充电模式的第一部分期间操作第一开关电路进一步包括在充电模式的第一部分期间，在第二开关(例如，q3)从停用状态转变到激活状态的基本上相同的时间，操作第一开关(例如，q4)以从停用状态转变到激活状态。
54.在一些实施例中，在充电模式的第一部分期间操作第一开关电路进一步包括在充电模式的第一部分期间，在第二开关(例如，q3)从激活状态转变到停用状态的基本上相同的时间，操作第一开关(例如，q4)以从激活状态转变到停用状态。
55.在一些实施例中，在充电模式的第一部分期间操作第一开关电路进一步包括操作第一开关电路的第一开关(例如，q4)和第三开关(例如，q1)以在充电模式的第一部分的另一部分期间同时是活动的。
56.在一些实施例中，在充电模式的第一部分期间操作第一开关电路进一步包括操作第一开关电路的开关(例如，q2)以在充电模式的第一部分的持续时间期间被打开。
57.本发明的进一步特征、优点和细节将由本领域的普通技术人员从阅读图和后面对优选实施例的详细描述中领会，这种描述只是对本发明的说明。
58.需要注意的是，就一个实施例所描述的本发明的各个方面可以纳入不同的实施例中，尽管没有具体描述其内容。也就是说，所有的实施例和/或任何实施例的特征可以以任何方式和/或组合进行组合。本发明的这些和其它目的和/或方面将在下面的说明书中详细解释。
附图说明
59.包括附图以提供对本发明的进一步理解，并且附图被并入并构成本说明书的一部分。附图图示了本发明的一些实施例，并且与描述一起用于解释本发明的原理。
60.图1是图示了根据本发明的一些实施例的包括被配置为控制电路的操作的控制器的双向cllc转换器的电路图。
61.图2是图示了根据本发明的一些实施例的图1的双向cllc转换器可以如何在充电模式中作为具有全桥同步整流的半桥cllc转换器操作的电路图。
62.图3是图示了根据本发明的一些实施例的图1的双向cllc转换器可以如何在放电模式中作为具有全桥同步整流的半桥cllc转换器操作的电路图。
63.图4是图示了当在充电模式中操作时应用于控制根据本发明的一些实施例的双向cllc转换器的开关的信号的电路图。
64.图5是图示了当在放电模式中操作时应用于控制根据本发明的一些实施例的双向cllc转换器的开关的信号的电路图。
65.图6是图示了当在充电模式中操作时根据本发明的一些实施例的双向cllc转换器
的附加实施例的电路图。
66.图7是图示了当在放电模式中操作时根据本发明的一些实施例的双向cllc转换器的附加实施例的电路图。
67.图8a至图8h是图示了根据本发明的一些实施例的双向cllc转换器的各种操作模式的时序图。
68.图9a至图9f是根据本发明的一些实施例的双向cllc转换器的谐振回路(resonant tank)的附加配置的电路图。
具体实施方式
69.现在将参照附图对本发明进行更充分的描述，附图中示出了本发明的图示性实施例。在附图中，为了清楚起见，各区域或特征的相对尺寸可能被夸大了。然而，本发明可以以许多不同的形式体现出来，并且不应该被理解为仅限于本文所述的实施例；相反，提供这些实施例是为了使本发明的披露彻底和完整，并将本发明的范围完全传达给本领域的技术人员。
70.依据本发明的实施例，提供了双向cllc转换器，该双向cllc转换器被配置为被驱动，以使得双向cllc转换器的第一开关电路被配置为在充电模式的至少一部分期间以半桥配置操作，并且在放电模式的至少一部分期间以全桥配置操作，以便增加系统的增益范围，同时减少和/或最小化切换损耗。在一些实施例中，双向cllc转换器中的开关的占空比和/或频率可以被操纵，以为一个或多个开关提供并发激活时间，以便在充电和/或放电操作期间为开关提供zvs。
71.图1图示了根据本发明的一些实施例的双向cllc转换器。例如jee-hoon jung等人在2013年4月在ieee transactions on power electronics的第28卷第4号发表的“design methodology of bidirectional cllc resonant converter for high-frequency isolation of dc distribution systems”中讨论了双向cllc转换器的设计，该文章的内容通过引用并入本文中。部分地基于由控制器110控制的各种切换元件(例如，开关q1、q2、q3、q4、q5、q6、q7和q8)的控制来确定双向cllc转换器的操作。控制器110(例如，数字控制器)可以耦接到开关q1、q2、q3、q4、q5、q6、q7和q8，并且可以提供信号以用于激活开关q1、q2、q3、q4、q5、q6、q7和q8。
72.开关q1、q2、q3、q4、q5、q6、q7和q8在图1中被图示为mosfet晶体管开关。然而，可以理解的是，其它类型的开关，例如双极结晶体管(bjt)、结场效应晶体管(jfet)、晶闸管和/或其它装置，可以代替或作为mosfet开关的补充。在本文的讨论中，开关q1、q2、q3、q4、q5、q6、q7和q8被描述为“激活/活动”和“不激活/不活动”。如本文所使用的，激活开关q1、q2、q3、q4、q5、q6、q7和q8是指将开关q1、q2、q3、q4、q5、q6、q7和q8接通。类似地，停用开关q1、q2、q3、q4、q5、q6、q7和q8是指将开关q1、q2、q3、q4、q5、q6、q7和q8关断。可以理解的是，开关q1、q2、q3、q4、q5、q6、q7和q8可以实现为常开或常关装置而不偏离本发明。
73.开关q1、q2、q3、q4、q5、q6、q7和q8中的每一个在图1中都被图示为与二极管并联。该二极管可以是电路中的显式外部二极管，和/或该二极管可以是开关q1、q2、q3、q4、q5、q6、q7和q8的隐式内部体二极管。mosfet的“体二极管”是漏极端子与衬底之间的p-n结。只要源极比漏极更正，则内部体二极管就可以通过电流(在n沟道mosfet中)，因为在源极端子
与衬底之间也存在直接连接。
74.图1中所示的双向全桥cllc谐振转换器具有初级逆变阶段120，该初级逆变阶段120的全桥对称结构通过对称的高频变压器t1耦接到次级整流阶段130。在充电模式期间，初级逆变阶段120中的功率开关q1、q2、q3、q4将输入电力(其电压信号由vbus表示)从dc转换为ac，以在装置的充电模式期间通过变压器t1将电力转移到次级整流阶段130。然后，转换器可以使用该变压器t1输出功率(其电压信号由vbattery表示)，转换器可以实现初级阶段120与次级阶段130之间的电流隔离。在放电模式期间，电路的操作是相反的。也就是说，次级阶段130中的功率开关q5、q6、q7、q8将输入电力(其电压信号由vbattery表示)从dc转换为ac，以通过变压器t1将电力转移到初级阶段120。
75.在传统的双向全桥cllc谐振转换器中，该装置被控制为使得在充电模式期间，初级侧作为全桥转换器而次级侧作为同步整流器；并且在放电模式期间，次级侧作为全桥转换器而初级侧作为同步整流器。本发明的实施例提出修改装置的控制(例如，经由控制器110)，以更改开关的操作，使其不同于传统的双向全桥cllc谐振转换器所利用的开关。根据本发明的实施例的双向cllc谐振转换器以不同的方式操作，以提供改善的性能。
76.在传统的控制方案中，控制器可以将开关q1、q2、q3和q4的占空比设置为约50％，并且可以调整切换频率以调整充电模式期间cllc转换器的电压增益。如本文所使用的，开关的占空比是指为激活开关而提供的信号的占空比。例如，开关可以是晶体管，并且为激活开关而提供的信号可以是施加到晶体管的栅极(或基极)的具有电压或电流的功率信号。在一些实施例中，施加到开关的信号可以是脉宽调制信号，并且占空比是指信号的脉冲的占空比。类似地，信号的脉冲的频率可以用于调整开关的切换频率。
77.双向cllc转换器在充电模式中的增益(例如，从输入到输出的功率增加)可以基于一些操作因数是可调整的，操作因数包括但不限于变压器t1的匝数比、切换频率、电路的谐振频率、谐振电感与磁化电感之间的比率等。例如，双向cllc转换器的增益在初级阶段120的开关的切换频率处可能是一个值，但在第二切换频率处可能是另一个值。因此，双向cllc转换器的增益可以基于一些可以调整的因数来改变。一般来说，为调整电路的增益而可以调整的因数的范围可以从由a表示的下限和/或值延伸到由b表示的上限和/或值(其中a《b)。
78.开关q5、q6、q7和q8的切换频率可以被调整以控制放电模式中的电压增益。与充电模式中一样，cllc转换器的增益在放电模式中也可以是可调整的。放电模式中电路的可调整因数可以从c到d的范围(其中，c《d)。
79.变压器t1的匝数比可以由初级绕组的匝数相对于次级绕组的匝数来表示：n1/n2。因此，充电模式中的可用vbattery范围(例如，充电模式中的输出电压信号)在方程式1中示出，并且放电模式中的可用vbus电压范围(例如，放电模式中的输出电压信号)在方程式2中示出。
[0080][0081][0082]
在本发明的实施例中，可以调整开关q1和q3的占空比和切换频率，以调整充电模
式中cllc转换器的电压增益。在一些实施例中，开关q1和q3的占空比可以设置为约50％。开关q2的占空比也可以设置为零(例如，在充电模式期间始终断开)，而开关q4的占空比可以设置为100％(例如，在充电模式期间始终导通)。然后，如图2中所示，在充电模式期间，cllc转换器的初级侧可以作为半桥cllc操作，而cllc转换器的次级侧作为全桥同步整流器操作。
[0083]
在图2中所示的配置中，充电模式中的可用vbattery范围由方程式3示出。
[0084][0085]
如方程式3中所示，修订后的配置降低了充电模式中vbattery增益的低范围。
[0086]
类似地，在本发明的实施例中，可以调整开关q6和q8的占空比和切换频率，以调整放电模式中cllc转换器的电压增益。在一些实施例中，开关q6和q8的占空比可以设置为约50％。开关q5的占空比也可以设置为零(例如，在放电模式期间始终断开)，而开关q7的占空比可以设置为100％(例如，在放电模式期间始终导通)。然后，cllc转换器可以在放电模式中作为具有全桥同步整流器的半桥cllc转换器操作，如图3中所示。
[0087]
放电模式中的可用vbus电压范围由方程式4示出。
[0088][0089]
如方程式4中所示，修订后的配置降低了放电模式中vbus增益的低范围。
[0090]
在一些实施例中，控制器110(例如，数字控制器)可以调整在充电模式中提供为激活开关q4的信号或在放电模式中提供为激活开关q7的信号(参见图5)的占空比和相移(例如，与提供给其它开关q1、q3的信号相比)以进一步降低cllc转换器的增益。例如，如图4中所示，在充电模式期间，脉宽调制(pwm)信号可以被应用于开关q4的控制。类似地，如图5中所示，在放电模式期间，脉宽调制(pwm)信号可以被应用于开关q7的控制。在一些实施例中，pwm信号可以被施加到mosfet的栅极。虽然图4和图5分别图示了施加到单个开关的pwm信号，但可以理解的是，开关q1、q2、q3、q4、q5、q6、q7和q8中的每一个都可以耦接到控制其激活的信号(也示出在图1中)。因此，控制器110可以被配置为共同地控制开关q1、q2、q3、q4、q5、q6、q7和q8的激活和停用(例如，经由脉宽调制信号)。
[0091]
在图4和图5中，一个开关在充电模式的持续时间内保持不活动，并且另一个开关在放电模式的持续时间内保持不活动(例如，在充电模式中的开关q2和在放电模式中的开关q5)。当开关q4断开时，电流可以经由开关q2的内部体二极管进行续流(freewheeling)。在一些实施例中，开关q2可以在续流模式期间被激活(例如，接通)，以便将开关q2(在充电模式期间)和q5(在放电模式期间)的内部体二极管上的传导损耗最小化。图6和图7图示了开关q2(在充电模式中)和开关q5(在放电模式中)被激活(例如，接通)以便减少和/或最小化开关q2和q5的传导损耗的实施例。
[0092]
例如，如图6中所示，在充电模式期间，开关q2可以以与开关q4互补的方式被激活。也就是说，开关q2的占空比可以与开关q4的占空比相反。如图6中所示，开关q2和q4两者均可以经由pwm信号控制，尽管施加到q2的pwm信号可能与施加到q4的pwm信号不同。因此，当开关q4是活动的(例如，接通)时，开关q2可能是不活动的(例如，关断)，并且当开关q4是不活动的时，开关q2可能是活动的。在一些实施例中，这将导致开关q2的占空比小于/少于开
关q4。
[0093]
类似地，如图7中所示，在放电模式期间，开关q5可以以与开关q7互补的方式被激活。也就是说，开关q5的占空比可以与开关q7的占空比相反。如图6中所示，开关q5和q7两者均可以经由pwm信号控制，尽管施加到q5的pwm信号可能与施加到q7的pwm信号不同。因此，当开关q7是活动的(例如，接通)时，开关q5可能是不活动的(例如，关断)，并且当开关q7是不活动的时，开关q5可能是活动的。在一些实施例中，这将导致开关q5的占空比小于/少于开关q7。在图6和图7的实施例中，开关q2和q5可以实现zvs，并且开关q2和q5的传导损耗可以被降低和/或最小化。因此，双向cllc转换器的系统效率可以得到改善。
[0094]
图8a至图8h是图示根据本发明的一些实施例的图1的双向cllc转换器的各种操作模式的时序图。在图8a至图8h中，时序图图示了在充电和放电模式期间可以分别施加到开关q1、q2、q3、q4、q5、q6、q7和q8中的每一个的激活信号。在一些实施例中，这些信号可以是施加到晶体管(诸如，mosfet)的栅极的信号，尽管本发明不限于此。
[0095]
参照图8a和图1，本发明的操作方法可以包括至少在充电模式的大部分时间内，停用开关q2并激活开关q4。例如，在充电模式期间，开关q2可以被偏置以便停用开关q2，并且开关q4可以被偏置以便激活开关q4。在这个实施例中，也在图4和图5中图示并在此讨论，开关q1和q3可以在充电模式期间根据各自的脉宽调制信号被激活，以便作为半桥cllc操作(例如，将电力从变压器t1的初级侧转移到次级侧)。在一些实施例中，提供给开关q1和q3的信号的占空比可以是大约50％。
[0096]
此外，在充电模式期间，开关q5、q6、q7和q8可以根据各自的脉宽调制信号被激活，以便作为同步整流器操作。次级侧的同步整流的操作只是示例，并且在不偏离本发明的情况下，也可以使用其它信号图案来实现整流。
[0097]
仍然参照图8a，在放电模式中，在至少大部分放电模式内，开关q5可以被偏置以便停用开关q5，并且开关q7可以被偏置以便激活开关q7。开关q6和q8可以在放电模式期间根据各自的脉宽调制信号被激活，以便作为半桥cllc操作(例如，将电力从变压器t1的次级侧转移到初级侧)。在一些实施例中，提供给开关q6和q8的信号的占空比可以是大约50％。
[0098]
此外，在放电模式期间，开关q1、q2、q3和q4可以根据各自的脉宽调制信号被激活，以便作为同步整流器操作。初级侧的同步整流的操作只是示例，并且在不偏离本发明的情况下，可以使用其它信号图案来实现整流。如本文关于方程式3和方程式4所讨论的，图8a的配置可以用于降低装置增益的低范围。
[0099]
在一些实施例中，电力可以在充电模式中转移到负载(例如，从初级侧到次级侧，或从图8a中的电路的左侧到电路的右侧)。在一些实施例中，开关q1和q4同时导通的时间越长，则装置在充电方向上的增益就越高。类似地，电力可以在放电模式中转移(例如，从次级侧到初级侧，或从图8a中的电路的右侧到电路的左侧)。在一些实施例中，开关q6和q7同时导通的时间越长，则装置在放电方向上的增益就越高。
[0100]
图8b是根据本发明的一些实施例的用于操作图1的双向cllc转换器的附加方法的时序图。参照图8b和图1，本发明的操作方法可以包括至少在充电模式的大部分时间内停用开关q2，并根据脉宽调制信号激活开关q4。例如，如图8b中所示，在充电模式的至少一部分期间，开关q4可以与开关q3在相同的时间被接通(例如，从停用状态转变到激活状态)。开关q4可以由具有与激活开关q1和q3的各自信号相同频率的信号(例如，pwm信号)激活。在一些
实施例中，提供给开关q4的pwm信号可以具有与提供给开关q3的pwm信号不同的占空比。例如，提供给开关q4的脉冲调制信号的脉宽可以比提供给开关q3的脉冲调制信号的脉宽具有更长的持续时间。在一些实施例中，开关q4可以在充电模式的至少一部分时间内与开关q3在相同的时间处于活动状态(例如，同时活动)。通过调整开关q4的占空比，可以进一步调整具有全桥同步整流的半桥cllc转换器的增益，这可以在充电模式期间为装置提供更宽的增益范围。图8b的操作方法可能无法实现开关q1、q3和q4的zvs。
[0101]
开关q1和q3可以在充电模式期间根据各自的脉宽调制信号被激活，以便将电力从变压器t1的初级侧转移到次级侧。在一些实施例中，提供给开关q1和q3的信号的占空比可以是大约50％。此外，在充电模式期间，开关q5、q6、q7和q8可以根据各自的脉宽调制信号被激活，以便作为同步整流器操作。
[0102]
仍然参照图8b，在放电模式中，开关q5可以被偏置以便至少在放电模式的大部分时间内停用开关q5，并且开关q7可以被脉宽调制以便与开关q8在相同的时间被接通(例如，从停用状态转变到激活状态)。开关q7可以由具有与激活开关q8的信号相同频率的pwm信号激活。在一些实施例中，提供给开关q7的pwm信号可以具有与提供给开关q8的pwm信号不同的占空比。例如，提供给开关q7的脉冲调制信号的脉宽可以比提供给开关q8的脉冲调制信号的脉宽具有更长的持续时间。在一些实施例中，开关q7可以在放电模式的至少一部分时间内与开关q8在相同的时间处于活动状态(例如，同时活动)。通过调整开关q7的占空比，可以在放电模式期间进一步调整具有全桥同步整流的半桥cllc转换器的增益，这可以为该装置提供更广泛的增益范围。图8b的操作方法可能无法实现开关q6、q7和q8的zvs。
[0103]
开关q6和q8可以在放电模式期间根据各自的脉宽调制信号被激活，以便将电力从变压器t1的次级侧转移到初级侧。在一些实施例中，提供给开关q6和q8的信号的占空比可以是大约50％。此外，在放电模式期间，开关q1、q2、q3和q4可以根据各自的脉宽调制信号被激活，以便作为同步整流器操作。
[0104]
图8c是根据本发明的一些实施例的用于操作图1的双向cllc转换器的附加方法的时序图。参照图8c和图1，本发明的操作方法可以包括至少在充电模式的大部分时间内停用开关q2，并根据脉宽调制信号激活开关q4。例如，如图8c中所示，在充电模式的至少一部分期间，开关q4可以与开关q3在相同的时间被关断(例如，从激活状态转变到停用状态)。开关q4可以由具有与激活开关q1和q3的各自信号相同频率的信号(例如，pwm信号)激活，但提供给开关q4的pwm信号可以具有与提供给开关q3的pwm信号不同的占空比。例如，提供给开关q4的脉冲调制信号的脉宽可以比提供给开关q3的脉冲调制信号的脉宽具有更长的持续时间。在一些实施例中，开关q4可以在充电模式的至少一部分时间内与开关q3在相同的时间处于活动状态(例如，同时活动)。通过调整开关q4的占空比，可以在充电模式期间进一步调整具有全桥同步整流的半桥cllc转换器的增益。图8c的操作方法可以实现开关q1和q3的zvs，但不能保证开关q4的zvs。
[0105]
开关q1和q3可以在充电模式期间根据各自的脉宽调制信号被激活，以便将电力从变压器t1的初级侧转移到次级侧。在一些实施例中，提供给开关q1和q3的信号的占空比可以是大约50％。此外，在充电模式期间，开关q5、q6、q7和q8可以根据各自的脉宽调制信号被激活，以便作为同步整流器操作。
[0106]
仍然参照图8c，在放电模式中，开关q5可以被偏置以便在放电模式的至少大部分
时间内停用开关q5，并且开关q7可以被脉宽调制以便与开关q8在相同的时间被关断(例如，从激活状态转变到停用状态)。开关q7可以由具有与激活开关q8的信号相同频率的pwm信号激活，但可以具有与提供给开关q8的pwm信号不同的占空比。例如，提供给开关q7的脉冲调制信号的脉宽可以比提供给开关q8的脉冲调制信号的脉宽具有更长的持续时间。在一些实施例中，开关q7可以在放电模式的至少一部分时间内与开关q8在相同的时间处于活动状态(例如，同时活动)。通过调整开关q7的占空比，可以在放电模式期间进一步调整具有全桥同步整流的半桥cllc转换器的增益。图8c的操作方法可以实现开关q6和q8的zvs，但不能保证开关q7的zvs。
[0107]
开关q6和q8可以在放电模式期间根据各自的脉宽调制信号被激活，以便将电力从变压器t1的次级侧转移到初级侧。在一些实施例中，提供给开关q6和q8的信号的占空比可以是大约50％。此外，在放电模式期间，开关q1、q2、q3和q4可以根据各自的脉宽调制信号被激活，以便作为同步整流器操作。
[0108]
图8d是根据本发明的一些实施例的用于操作图1的双向cllc转换器的附加方法的时序图。参照图8d和图1，本发明的操作方法可以包括至少在充电模式的大部分时间内停用开关q2，并根据脉宽调制信号激活开关q4。例如，如图8d中所示，在充电模式的至少一部分期间，开关q4可以与开关q3在相同的时间被关断(例如，从激活状态转变到停用状态)。开关q4可以由具有与激活开关q1和q3的各自信号不同的频率的信号(例如，pwm信号)激活，并且提供给开关q4的pwm信号可以具有与提供给开关q3的pwm信号不同的占空比。在一些实施例中，提供给开关q4的信号的切换频率可以小于提供给开关q1和q3的各自信号的切换频率。例如，提供给开关q4的脉冲调制信号的脉宽可以比提供给开关q3的脉冲调制信号的脉宽具有更长的持续时间。在一些实施例中，开关q4可以在充电模式的至少一部分内与开关q3在相同的时间并且与开关q1在相同的时间处于活动状态(例如，同时活动)。通过调整开关q4的占空比，可以在充电模式期间进一步调整具有全桥同步整流的半桥cllc转换器的增益。图8d的操作方法可以实现开关q1和q3的zvs。此外，由于开关q4以较低的切换频率进行脉宽调制，所以可以降低和/或最小化开关q4的切换损耗。
[0109]
开关q1和q3可以在充电模式期间根据各自的脉宽调制信号被激活，以便将电力从变压器t1的初级侧转移到次级侧。在一些实施例中，提供给开关q1和q3的信号的占空比可以是大约50％。此外，在充电模式期间，开关q5、q6、q7和q8可以根据各自的脉宽调制信号被激活，以便作为同步整流器操作。
[0110]
仍然参照图8d，在放电模式中，开关q5可以被偏置以便在放电模式的至少大部分时间内停用开关q5，并且开关q7可以被脉宽调制以便与开关q8在相同的时间被关断(例如，从激活状态转变到停用状态)。开关q7可以由具有与激活开关q6和q8的各自信号不同频率的pwm信号激活，并且提供给开关q7的pwm信号可以具有与提供给开关q8的pwm信号不同的占空比。在一些实施例中，提供给开关q7的信号的切换频率可以小于提供给开关q6和q8的各自信号的切换频率。例如，提供给开关q7的脉冲调制信号的脉宽可以比提供给开关q8的脉冲调制信号的脉宽具有更长的持续时间。在一些实施例中，开关q7可以在充电模式的至少一部分时间内与开关q6在相同的时间并与开关q8在相同的时间处于活动状态(例如，同时活动)。通过调整开关q7的占空比，在放电模式期间可以进一步调整具有全桥同步整流的半桥cllc转换器的增益。图8d的操作方法可以实现开关q6和q8的zvs。此外，由于开关q7以
较低的切换频率进行脉宽调制，所以可以降低和/或最小化q7的切换损耗。
[0111]
开关q6和q8可以在放电模式期间根据各自的脉宽调制信号被激活，以便将电力从变压器t1的次级侧转移到初级阶段120。在一些实施例中，提供给开关q6和q8的信号的占空比可以是大约50％。此外，在放电模式期间，开关q1、q2、q3和q4可以根据各自的脉宽调制信号被激活，以便作为同步整流器操作。
[0112]
图8a-图8d图示了其中一个开关在充电模式的持续时间内不活动并且一个开关在放电模式的持续时间内不活动(例如，在充电模式中的开关q2和在放电模式中的开关q5)的实施例。在一些实施例中，如本文关于图6和图7所讨论的，开关(在充电模式中的开关q2和在放电模式中的开关q5)可以在占空比的一部分期间被操作(例如，经由pwm信号)。
[0113]
例如，图8e图示了与图8b的实施例类似的实施例。也就是说，在充电模式期间，开关q4被控制为具有与开关q3相同的频率，并与开关q3在相同的时间从不活动状态转变到活动状态，但具有不同的占空比。类似地，开关q7被控制为具有与开关q8相同的频率，并与开关q8在相同的时间从不活动状态转变到活动状态，但具有不同的占空比。然而，与图8b不同的是，在图8e的实施例中，开关q2由pwm信号控制，以在充电模式中具有与开关q4互补的切换图案，并且开关q5由pwm信号控制，以在放电模式中具有与开关q7互补的切换图案。因此，在充电模式中，当开关q4不活动(例如，关断)时，开关q2可以被控制为活动(例如，接通)，并且当开关q4活动时，开关q2可以被控制为不活动。类似地，在充电模式中，当开关q7不活动(例如，关断)时，开关q5可以被控制为活动(例如，接通)，并且当开关q7活动时，开关q5可以被控制为不活动。
[0114]
图8f图示了与图8c的实施例类似的实施例。也就是说，在充电模式期间，开关q4被控制为具有与开关q3相同的频率，并与开关q3在相同的时间从活动状态转变到不活动状态，但具有不同的占空比。类似地，开关q7被控制为具有与开关q8相同的频率，并与开关q8在相同的时间从活动状态转变到不活动状态，但具有不同的占空比。然而，与图8c不同的是，在图8f的实施例中，开关q2由pwm信号控制，以在充电模式中具有与开关q4互补的切换图案，并且开关q5由pwm信号控制，以在放电模式中具有与开关q7互补的切换图案。
[0115]
图8g图示了与图8d的实施例类似的实施例。也就是说，在充电模式期间，开关q4被控制为具有与开关q1和q3均不同的占空比和频率，以使得开关q4在开关q3的占空比的一部分和开关q1的占空比的一部分期间是活动的。类似地，开关q7被控制为具有与开关q6和q8均不同的占空比和频率，以使得开关q4在开关q6的占空比的一部分和开关q8的占空比的一部分期间是活动的。然而，与图8d不同的是，在图8g的实施例中，开关q2由pwm信号控制，以在充电模式中具有与开关q4互补的切换图案，并且开关q5由pwm信号控制，以在放电模式中具有与开关q7互补的切换图案。
[0116]
在图8a-图8g中，已经图示了用于操作本发明的切换电路的不同方法。在图8a-图8g中，图示了在充电模式期间施加到初级阶段120的切换方法与在放电模式期间施加到次级阶段130的切换方法相同，但本发明不限于此。图8h是根据本发明的一些实施例的用于操作图1的双向cllc转换器的附加方法的时序图。在图8h中，在充电模式期间应用了与放电模式不同的切换方法。换句话说，在一些实施例中，在充电模式期间施加到开关q4的pwm信号可能与在放电模式期间施加到开关q7的pwm信号不同(例如，具有不同的频率或不同的占空比)。在图8h中，开关q4在充电模式期间以类似于关于图8c所述的方法被激活(例如，开关q4
与开关q3在相同的时间被停用，但频率与开关q3相同)，而开关q7在放电模式期间以类似于关于图8d所述的方法被激活(例如，在开关q6和q7均处于活动状态的部分期间，开关q7处于活动状态，但以不同于开关q6和q7的频率进行切换)。可以理解的是，在充电模式与放电模式中可以利用不同的操作组合而不偏离本发明。例如，在一些实施例中，开关q2在充电模式期间可以维持在停用状态(如本文关于图8a-图8d所讨论的)，并且开关q5可以按照与开关q7互补的方式来操作，如本文关于图8e-图8g所讨论的。
[0117]
类似地，尽管图8a-图8h图示了在充电模式和/或放电模式期间使用单一的切换方法，但可以理解的是，在充电和/或放电模式期间可以修改信号切换模式(例如，激活q4和/或q7的信号)。例如，在一些实施例中，控制器110可以被配置为在充电模式的第一部分内根据第一切换方法(例如，类似于关于图8b所述的方法)向开关q4提供信号，并且控制器110可以被配置为在充电模式的第二部分内根据第二切换方法(例如，类似于关于图8c所述的方法)向开关q4提供信号。在一些实施例中，控制器110可以被配置为向开关q2提供信号以将开关q2在充电模式的第一部分内维持在停用状态(如本文关于图8a-图8d所讨论的)，并且可以转变到向开关q2提供信号以在充电模式的第二部分内按照与开关q4互补的方式操作开关q2(如本文关于图8e-图8g所讨论的)。可以理解的是，在放电模式期间，开关q7可以被类似地控制。
[0118]
回去参照图1，控制器110可以被配置为向本文所述的开关q1、q2、q3、q4、q5、q6、q7和q8提供激活信号(例如，脉宽调制信号)。在一些实施例中，控制器110可以被配置为提供激活信号以基本上遵从关于图8a-图8h图示的时序图来控制装置的操作。
[0119]
在一些实施例中，控制器110可以被配置为对装置的输出电压和/或增益进行采样和/或分析，以确定增益对于当前负载是否足够。在一些实施例中，控制器110可以被配置为对在充电模式或放电模式中所需的增益进行采样(例如，通过反馈回路)。通过分析装置所需的增益，可以移位装置的操作模式。在接下来的讨论中，将关于充电模式期间的操作来讨论操作，但可以理解的是，类似的方法也可以用于放电模式。此外，充电模式和放电模式可以彼此独立地控制，以使得由控制器110作出的关于充电模式的控制决定可以不同于由控制器110作出的关于放电模式的控制决定。
[0120]
例如，在第一操作模式中，控制器110可以被配置为按传统将装置作为全桥双向cllc转换器操作。在充电模式中，初级侧可以按传统操作(例如，作为全桥转换器)，并且次级侧可以作为同步整流器操作。在放电模式中，可以利用类似的操作，其中次级侧作为全桥转换器，并且初级侧作为同步整流器。
[0121]
控制器110可以分析在装置的操作期间所需的输出电压和/或增益。如果所需的输出电压和/或增益低于全桥操作所能支持的，那么控制器110可以被配置为在初级侧将操作切换为半桥操作。例如，控制器110可以更改控制信号以根据图8a-图8h的实施例之一控制开关q4的激活。例如，控制器110可以切换到关于图8a图示的操作。
[0122]
控制器110可以继续分析在装置的操作期间所需的输出电压和/或增益。如果所需的输出电压和/或增益仍然低于图8a的操作模式所能供应的，那么控制器110可以被配置为切换转换器的配置，以利用如图8d中所示的pwm信号激活开关q4。
[0123]
控制器可以继续分析在装置的操作期间所需的输出电压和/或增益。如果所需的输出电压和/或增益仍然低于图8d的操作模式所能供应的，那么控制器110可以被配置为切
换转换器的配置，以利用图8c中所示的pwm信号激活开关q4。尽管与图8d中所示的操作方法相比，图8c中所示的操作方法对开关q4具有更高的切换频率，但这仍然可以是可接受的。由于输出电压较低，输出功率可能较低，这可能降低开关q4的电流应力和功率损耗。
[0124]
尽管前面关于控制器110的操作的讨论集中在本发明的操作模式之间的转变，但应理解本发明并不限于此。例如，在一些实施例中，控制器110可以在双向cllc转换器的本文讨论的控制器操作的实施例(例如，图8a-图8h的操作模式之一)与传统操作之间转变。在一些实施例中，这种转变可以基于装置的所需增益来进行。
[0125]
在一些实施例中，控制器110可以是或可以包括一个或多个可编程通用或专用微处理器、数字信号处理器(dsp)、可编程控制器、专用集成电路(asic)、可编程逻辑装置(pld)、现场可编程门阵列(fpga)、可信平台模块(tpm)或此类或类似装置的组合。在一些实施例中，可以经由包括模拟和/或数字电路元件的电路来实现控制器110。
[0126]
如本文中所示，例如在图1-图7中，初级阶段120和次级阶段130两者均具有谐振回路作为电路的一部分。谐振回路包括耦接到变压器t1的电容器和电感器，也是变压器t1的一部分。例如，在图1中，初级阶段120和次级阶段130的谐振回路分别包括串联在变压器t1的绕组的相对侧的电感器和电容器。虽然这是谐振回路的一个实施例，但本领域的技术人员将认识到，在不偏离本发明的范围的情况下，可以利用谐振回路的其它实施例。图9a至图9f是根据本发明的一些实施例的双向cllc转换器的谐振回路的附加配置的电路图。
[0127]
例如，图9a图示了以与图1-图7中图示的类似的方式串联在变压器t1的绕组的相对侧的电感器和电容器。图9b至图9d图示了在变压器t1的一侧或两侧，电容器和电感器的布置可以相反。图9e和图9f图示了电容器和电感器可以在变压器t1的同一侧串联。
[0128]
图9a-图9f的实施例是为了举例图示，而不是为了限制本发明的范围。例如，初级阶段120的谐振回路的布置可能与次级阶段130的不同。类似地，虽然图中图示了单个电容器和电感器与变压器t1串联，但可以理解的是，任何一个元件实际上都可以是多个元件(例如，一个以上的电容器和/或一个以上的电感器)，并且各个元件可以相对于变压器t1以各种配置进行布置。在不偏离本发明的范围的情况下，可以在本文所述的双向cllc转换器内利用其它配置的谐振回路。
[0129]
本发明基于装置的操作条件利用控制器110实现了灵活的控制。例如，全桥双向cllc转换器的增益范围在充电和放电模式两者中均变得更宽。结果，变压器比率以及初级和次级谐振回路的设计变得更加简化。此外，也可以减少和/或最小化开关的关断损耗。与两阶段解决方案或基于继电器的解决方案相比，本文描述的本发明的实施例可以改善系统效率和功率密度，而且系统成本也可以降低。本文所述的实施例可以用于具有宽输入电压范围或宽输出电压范围的功率转换应用，诸如但不限于三相ac输入ev obc。在三相ac输入ev obc中，在三相输入的充电模式中可能需要全功率的额定值，但在v2l dc-ac放电模式中可能可以接受降额的功率。因此，即使在半桥配置中，与全桥配置中的全功率的额定值相比，对功率开关的要求并没有增加。
[0130]
可以理解的是，当一个元件被称为“耦接”或“连接”到另一个元件时，它可以直接耦接或连接到另一个元件，或者也可以存在中间元件。相反，当一个元件被称为“直接耦接”或“直接连接”到另一个元件时，不存在中间元件。类似的数字始终指代类似的元件。
[0131]
为了简洁和/或清晰起见，知名的功能或构造可能不会被详细描述。
[0132]
如本文所使用的表述“和/或”包括一个或多个相关列出的项目的任何和所有组合。
[0133]
本文使用的术语仅用于描述特定的实施例，并不意味着对本发明的限制。如本文中所使用的，单数形式“一”、“一个”和“该”旨在也包括复数形式，除非上下文另有明确指出。可以进一步理解的是，当在本说明书中使用时，术语“包括”和/或“包括有”指定存在所述的特征、整数、步骤、操作、元件和/或组件，但并不排除存在或增加一个或多个其它特征、整数、步骤、操作、元件、组件和/或其组。
[0134]
本文中有关值或数字使用的术语“约”、“基本上”和“大约”意指该值或数字的变化幅度可以高达+/-15％(15％)。
[0135]
除非另有定义，否则本文使用的所有术语(包括技术和科学术语)具有如本发明所属技术的普通技术人员通常理解的相同含义。将进一步理解，术语，诸如那些在常用字典中定义的术语，应被解释为具有与其在相关技术背景下的含义相一致的含义，并且除非在此明确定义，否则将不会在理想化或过于正式的意义上进行解释。
[0136]
可以理解的是，尽管术语第一、第二等在此可以用于描述各种元件、组件、区域、层和/或部分，但这些元件、组件、区域、层和/或部分不应受到这些术语的限制。相反，这些术语只是用来区分一个元件、组件、区域、层和/或部分与另一个元件、组件、区域、层和/或部分。因此，这里讨论的第一元件、组件、区域、层或部分可以被称为第二元件、组件、区域、层或部分而不偏离本发明的教导。操作(或步骤)的顺序不限于权利要求或图中提出的顺序，除非另有具体指示。
[0137]
具有本领域普通技能的人在考虑到本公开内容的利益情况下，可以进行许多改变和修改，而不会偏离本发明的精神和范围。因此，必须理解的是，图示的实施例只是为了举例图示，而不应被视为对所附权利要求书所定义的本发明的限制。因此，所附权利要求书应被理解为不仅包括字面上规定的元素的组合，而且包括以基本上相同的方式执行基本上相同的功能以获得基本上相同的结果的所有等同元素。因此，权利要求书应被理解为包括上述具体图示和描述的内容、概念上等同的内容，以及包含本发明的基本思想的内容。