一种对称充电泵高功率因数AC/DC变换器的制作方法

本发明涉及一种功率因数变换器，特别涉及一种对称充电泵高功率因数ac/dc变换器，属于电力电子技术领域。

背景技术：

ac/dc变换器应用广泛，但普通ac/dc变换器输入端通常采用二极管整流滤波的方法，造成交流输入端谐波成分大、功率因数低下。为了克服这些缺点，行业内通常使用两级方案，并在第一级使用功率因数校正技术（powerfactorcorrection,pfc），第二级为dc/dc变换器。两级方式虽然解决功率因数低下的问题，但级数增加会使得成本上升，功率元件增多，效率下降，可靠性也有所降低。

与有源功率因数校正电路相比，高频充电泵功率因数校正技术使用充电泵电容和高频交流源实现pfc，因而电路结构简单，成本低，不需要复杂的控制电路。

技术实现要素：

本发明的目的是提供一种对称充电泵高功率因数ac/dc变换器，采用对称结构的高频充电泵电路与半桥dc/dc变换器相结合，形成单级高功率因数半桥dc/dc变换器，减小半桥ac/dc变换器交流输入端谐波成分，提高功率因数，并具有低成本的特点。

本发明的目的是这样实现的：一种对称充电泵高功率因数ac/dc变换器，包括输入交流电源（vs）、输入端滤波电感（l1）、输入端滤波电容（c1）、工频整流桥（d1-d4）以及对称充电泵高功率因数半桥变换器；

所述对称充电泵高功率因数半桥变换器包括：第二电感（l2）、第二电容（c2）、第四电容（c4）、第五二极管（d5）、第七二极管（d7）、第三电感（l3）、第三电容（c3）、第五电容（c5）、第六二极管（d6）、第八二极管（d8）、第六电容（c6）、第一功率开关管（m1）、第十三二极管（d13）、第二功率开关管（m2）、第十四二极管（d14）、第七电容（c7）、第八电容（c8）、变压器（tl1）、高频整流桥（d9-d12）、第四电感（l4）、第九电容（c9）和负载（r）；

所述输入交流电源（vs）经输入端滤波电感（l1）和输入端滤波电容（c1）滤除高频纹波后送入工频整流桥（d1-d4）整流成全波波形，整流后的全波波形输入到对称充电泵高功率因数半桥变换器。

作为本发明的进一步限定，所述输入端滤波电感（l1）的一端与交流电源（vs）的正极相连，输入端滤波电感（l1）的另一端与输入端滤波电容（c1）、第一二极管（d1）阳极、第二二极管（d2）阴极相连；滤波电容（c1）的另一端与第三二极管（d3）阳极、第四二极管（d4）阴极、输入交流电源（vs）负极相连。

作为本发明的进一步限定，所述第二电感（l2）的一端与第一二极管（d1）阴极、第三二极管（d3）阴极相连，第二电感（l2）的另一端与第五二极管（d5）阳极、第七二极管（d7）阴极、第二电容（c2）的一端、第四电容（c4）的一端相连；第二电容（c2）的另一端与第三电容（c3）一端、第七二极管（d7）的阳极、第八二极管（d8）的阴极、第三电感（l3）一端相连；第三电容（c3）的另一端与第八二极管（d8）阳极、第二二极管（d2）阳极、第四二极管（d4）阳极、第六二极管（d6）阴极、第五电容（c5）一端相连；第四电容（c4）的另一端与第五二极管（d5）的阴极、第六电容（c6）一端、第七电容（c7）一端、第一功率开关管（m1）的漏极、第十三二极管（d13）的阴极相连；第六电容（c6）的另一端与第六二极管（d6）阳极、第十四二极管（d14）阳极、第五电容（c5）的另一端、第八电容（c8）的一端、第二功率开关管（m2）的源极相连；第三电感（l3）的另一端与第一功率开关管（m1）的源极、第二功率开关管（m2）的漏极、第十三二极管（d13）的阳极、第十四二极管（d14）阴极、变压器（tl1）的第②端相连；第七电容（c7）的另一端与第八电容（c8）的另一端、变压器t的第①端相连；变压器t的第③端与第九二极管（d9）阳极、第十二极管（d10）阴极相连；变压器t的④端与第十一二极管（d11）阳极、第十二二极管（d12）阴极相连；第四电感（l4）的一端与第九二极管（d9）阴极、第十一二极管（d11）阴极相连；第四电感（l4）的另一端与第九电容（c9）的一端、负载电阻（r）的一端相连；第九电容（c9）的另一端与第十二极管（d10）阳极、第十二二极管（d12）阳极和负载电阻（r）的另一端相连。

作为本发明的进一步限定，所述第十三二极管（d13）可为所述的第一功率开关管（m1）的反并二极管或体二极管；所述第十四二极管（d14）可为所述的第二功率开关管（m2）的反并二极管或体二极管。

作为本发明的进一步限定，第六电容（c6）为直流母线电容，第六电容（c6）的电容量分别大于第二电容（c2）、第三电容（c3）、第四电容（c4）和第五电容（c5）。

作为本发明的进一步限定，所述变换器采用脉冲频率控制。

作为本发明的进一步限定，所述输入端滤波电感（l1）、输入端滤波电容（c1）、工频整流桥（d1-d4）、第二电感（l2）、第二电容（c2）、第三电容（c3）、第四电容（c4）、第五电容（c5）、第六电容（c6）、第一功率开关管（m1）、第二功率开关管（m2），第五二极管（d5）、第六二极管（d6）、第七二极管（d7）、第八二极管（d8）、第十三二极管（d13）、第十四二极管（d14）构成对称充电泵高功率因数校正电路。

作为本发明的进一步限定，所述第三电感（l3）与第二电容（c2）、第三电容（c3）构成对称充电泵高功率因数校正电路中的谐振支路，并且c2=c3；所述第四电容（c4）、第五电容（c5）构成对称充电泵高功率因数校正电路中的充电泵电容，并且c4=c5。

作为本发明的进一步限定，所述第七二极管（d7）、第八二极管（d8）为功率因数校正电路中的箝位二极管。

与现有技术相比，本发明的有益效果在于：本发明通过在传统半桥dc/dc变换器中引入对称高频充电泵技术实现了高功率因数，减小了谐波干扰，可使设备的谐波及功率因数满足国家相关标准；由于采用对称充电泵结构，通过第二电感的纹波电流的频率提高一倍，在保持电感值不变时，纹波电流会更小；由于对称高频电荷泵电路不需要额外增加功率开关，而只使用体积小的高频电感与电容，使得整个装置不需要额外增加多少成本和体积；与两级电路方案相比，既保持较好的性能，又具有较高的经济与社会效益。本发明可用于工业、通信及家用电器等领域的电子设备中需要直流供电的场合。

附图说明

图1为本发明的总拓扑示意图。

图2为本发明拓扑电路工作波形（仿真）示意图。

图3为本发明拓扑模式t0之前的工作示意图。

图4为本发明拓扑模式t0—t1工作示意图。

图5为本发明拓扑模式t1—t2工作示意图。

图6为本发明拓扑模式t2—t3工作示意图。

图7为本发明拓扑模式t3—t4工作示意图。

图8为本发明仿真结果。

具体实施方式

为进一步阐述本发明的内容和特点，以下结合附图对本发明的具体实施方案进行具体说明。

本发明的技术思路是：把对称型高频充电泵技术和半桥dc/dc变换器相结合，利用两个具有相同结构的充电泵电路构成对称型充电泵电路，半桥dc/dc变换器中功率开关也用于对称高频充电泵电路中，这样形成了对称充电泵ac/dc变换器。

具体说明本发明如下：

如图1所示，本发明包括：输入交流电源（vs）、输入端滤波电感（l1）、输入端滤波电容（c1）、工频整流桥（d1-d4）、第二电感（l2）、第二电容（c2）、第四电容（c4）、第五二极管（d5）、第七二极管（d7）、第三电感（l3）、第三电容（c3）、第五电容（c5）、第六二极管（d6）、第八二极管（d8）、第六电容（c6）、第一功率开关管（m1）、第十三二极管（d13）、第二功率开关管（m2）、第十四二极管（d14）、第七电容（c7）、第八电容（c8）、变压器（tl1）、高频整流桥（d9-d12）、第四电感（l4）、第九电容（c9）和负载（r）构成的一种对称型充电泵ac/dc变换器。

其主要技术原理：输入交流电源（vs）依次连接输入端滤波电感（l1）、输入端滤波电容（c1）、工频整流桥（d1-d4）、第二电感（l2）、第二电容（c2）、第四电容（c4）、第五二极管（d5）、第七二极管（d7）、第三电感（l3）、第三电容（c3）、第五电容（c5）、第六二极管（d6）、第八二极管（d8）、第六电容（c6）、第一功率开关管（m1）、第十三二极管（d13）、第二功率开关管（m2）、第十四二极管（d14）、第七电容（c7）、第八电容（c8）、变压器（tl1）、高频整流桥（d9-d12）、第四电感（l4）、第九电容（c9）和负载（r）。输入交流电源（vs）经输入端滤波电感（l1）和输入端滤波电容（c1）滤除高频纹波后送入工频整流桥（d1-d4）整流成全波波形，整流后的全波波形输入到由第二电感（l2）、第二电容（c2）、第四电容（c4）、第五二极管（d5）、第七二极管（d7）、第三电感（l3）、第三电容（c3）、第五电容（c5）、第六二极管（d6）、第八二极管（d8）、第六电容（c6）、第一功率开关管（m1）、第十三二极管（d13）、第二功率开关管（m2）、第十四二极管（d14）、第七电容（c7）、第八电容（c8）、变压器（tl1）、高频整流桥（d9-d12）、第四电感（l4）、第九电容（c9）和负载（r）组成的对称充电泵高功率因数半桥变换器。

输入端滤波电感（l1）的一端与交流电源（vs）的一端相连，输入端滤波电感（l1）的另一端与输入端滤波电容（c1）、第一二极管（d1）阳极、第二二极管（d2）阴极相连；滤波电容（c1）的另一端与第三二极管（d3）阳极、第四二极管（d4）阴极、输入交流电源（vs）另一端相连。

第二电感（l2）的一端与第一二极管（d1）阴极、第三二极管（d3）阴极相连，第二电感（l2）的另一端与第五二极管（d5）阳极、第七二极管（d7）阴极、第二电容（c2）的一端、第四电容（c4）的一端相连；第二电容（c2）的另一端与第三电容（c3）一端、第七二极管（d7）的阳极、第八二极管（d8）的阴极、第三电感（l3）一端相连；第三电容（c3）的另一端与第八二极管（d8）阳极、第二二极管（d2）阳极、第四二极管（d4）阳极、第六二极管（d6）阴极、第五电容（c5）一端相连；第四电容（c4）的另一端与第五二极管（d5）的阴极、第六电容（c6）一端、第七电容（c7）一端、第一功率开关管（m1）的漏极、第十三二极管（d13）的阴极相连；第六电容（c6）的另一端与第六二极管（d6）阳极、第十四二极管（d14）阳极、第五电容（c5）的另一端、第八电容（c8）的一端、第二功率开关管（m2）的源极相连；第三电感（l3）的另一端与第一功率开关管（m1）的源极、第二功率开关管（m2）的漏极、第十三二极管（d13）的阳极、第十四二极管（d14）阴极、变压器（tl1）的第②端相连；第七电容（c7）的另一端与第八电容（c8）的另一端、变压器t的第①端相连；变压器t的第③端与第九二极管（d9）阳极、第十二极管（d10）阴极相连；变压器t的④端与第十一二极管（d11）阳极、第十二二极管（d12）阴极相连；第四电感（l4）的一端与第九二极管（d9）阴极、第十一二极管（d11）阴极相连；第四电感（l4）的另一端与第九电容（c9）的一端、负载电阻（r）的一端相连；第九电容（c9）的另一端与第十二极管（d10）阳极、第十二二极管（d12）阳极和负载电阻（r）的另一端相连。

第十三二极管（d13）可为的第一功率开关管（m1）的反并二极管或体二极管；的第十四二极管（d14）可为的第二功率开关管（m2）的反并二极管或体二极管。

第六电容（c6）为直流母线电容，并且c6>>c2，c6>>c3，c6>>c4，c6>>c5。

输入端滤波电感（l1）、输入端滤波电容（c1）、工频整流桥（d1-d4）、第二电感（l2）、第二电容（c2）、第三电容（c3）、第四电容（c4）、第五电容（c5）、第六电容（c6）、第一功率开关管（m1）、第二功率开关管（m2），第五二极管（d5）、第六二极管（d6）、第七二极管（d7）、第八二极管（d8）、第十三二极管（d13）、第十四二极管（d14）构成对称充电泵高功率因数校正电路。

第三电感（l3）与第二电容（c2）、第三电容（c3）构成对称充电泵功率因数校正电路中的谐振支路，并且c2=c3。

第四电容（c4）、第五电容（c5）构成对称充电泵功率因数校正电路中的充电泵电容，并且c4=c5。

第五二极管（d5）、第六二极管（d6）为功率因数校正电路中的谐振支路能量转移到直流母线电容（c6）提供通道。

第七二极管（d7）、第八二极管（d8）为功率因数校正电路中的箝位二极管。

第二电感（l2）中流过的电流在每一开关周期内跟踪输入电压，实现功率因数校正。

第一功率开关管（m1）、第二功率开关管（m2），第十三二极管（d13）、第十四二极管（d14）、第七电容（c7）、第八电容（c8）、变压器（tl1）、高频整流桥（d9-d12）、第四电感（l4）、第九电容（c9）和负载（r）实现半桥dc/dc变换，并且c7=c8。

第一功率开关管（m1）、第二功率开关管（m2）开关频率高于由第三电感（l3）、第二电容（c2）、第三电容（c3）组成谐振电路的谐振频率；

变换器采用脉冲频率控制。

下面以图1所示主电路结构和图2所示工作波形，结合图3至图7叙述本发明的具体工作原理，图2与图8为所述对称型充电泵ac/dc变换器的仿真结果。

图3表示在t0之前的等效电路，m2、d6、d8导通，第三电感（l3）中电流il3一方面流过m2、d6和d8，另一方面对c2充电；第二电感（l2）中电流il2与流过c2中电流的差值电流对c4放电。

图4表示在t0--t1时段的等效电路，t0时刻，m2被关断，电流il3通过d13、c6、d6、d8流通，电流il3开始减小，d6、d8中电流也相应下降，c2仍处于充电状态，c4处于放电状态；由于d13导通，此时开通m1，m1可实现零电压零电流开通。当il3中电流下降到零时，此阶段结束，同时，d6、d8中电流也先后降为零而关断。

图5表示在t1–t2时段的等效电路，在t1时刻m1已导通,il3中电流经m1反向流通，给c3、c5充电，使c3、c5上电压上升，由于c2仍处于充电状态，c2上电压上升到最大值。此阶段，c4仍处于放电状态，当c4两端电压下降到零时，此阶段结束。

图6表示在t2–t3时段的等效电路，在t2时刻，c4两端电压放电到零使d5导通，电流il3一方面通过d5、m1对c2放电，另一方面继续对c3、c5充电，使c3、c5上电压不断上升，而c2上电压不断下降，当c2上电压下降到零时，此阶段结束，此时c5上电压上升到最大值。

图7表示在t3–t4时段的等效电路，当c2两端电压下降到零后，d7开始导通，电流il3一方面通过d7、d5和m1流通，另一方面对c3充电。由于第二电感（l2）中电流和c3中电流的差值电流对c5放电，使c5两端电压下降，当m1被关断时，此阶段结束。

在t0之前，由于m2导通，后级半桥电路中d9、d12导通，而在t0-t4之间，由于m1或d13导通，半桥电路中d10、d11导通，经过二极管全桥整流和l4、c9滤波后，输出到负载上所要求的直流电压。

由于电路的对称性，后半周期工作情况与前半周期类似，不在赘述。

从图8展示的仿真结果可以看到，交流输入端电流与交流输入电压同相位，输入电流正弦性较好，达到了输入端功率因数接近与1的水平，输出直流电压稳定在设计值上。

本发明并不局限于上述实施例，在本发明公开的技术方案的基础上，本领域的技术人员根据所公开的技术内容，不需要创造性的劳动就可以对其中的一些技术特征作出一些替换和变形，这些替换和变形均在本发明的保护范围内。