高频极短电子枪栅极调控脉冲电源系统的制作方法

本发明涉及脉冲发生领域，具体是高频极短电子枪栅极调控脉冲电源系统。

背景技术：

高能工业ct是高端大型装备无损检测和质量评价的重要手段，射线源的提高高能工业ct性能的关键技术突破口。为有效解决检测大尺寸复杂工件与高分辨率检测的矛盾问题，并推动高能工业ct由定性检测向定量精准测量转变，必然要大幅提高高能工业ct的空间分辨率和密度分辨率指标和ct图像质量。相比于常用的高能工业ct用驻波电子直线加速器，新型的射频加速器rhodotron(国内称为花瓣加速器，或者花瓣回旋加速器)有望成为突破微焦点、大剂量率的用于高能工业ct的加速器技术。花瓣形电子回旋加速器(rhodotron)中，由于电子束多次偏转并多次通过射频加速腔，高频利用效率得以提高，大幅度降低了所需的峰值功率。

但在通常的花瓣形加速器中，多个射频周期内的电子束同时在同轴线谐振腔中加速，电子束将在加速器的中心发生交叉、碰撞，这将对束流品质形成影响，而该影响很难进行准确评估，而且该影响可能对束流位置和相位的波动相当敏感。

技术实现要素：

本发明的目的是提供用于产生倍压脉冲的高频极短电子枪栅极调控脉冲电源系统，主要包括电源、控制模块、充电电感l1、脉冲形成线、mosfet开关管m1、控制模块和匹配负载r1。

所述电源为高频栅控电子枪栅极调控脉冲电源系统供电。

所述控制模块控制mosfet开关管m1的通断时序，使高频极短电子枪栅极调控脉冲电源系统切换lr充电状态和lc振荡状态。

mosfet开关管m1每次导通时，高频极短电子枪栅极调控脉冲电源系统工作于lr充电状态。mosfet开关管m1每次导通时长为ton。

mosfet开关管m1每次关断时，高频极短电子枪栅极调控脉冲电源系统工作于lc振荡状态，并对电感l充电。mosfet开关管m1每次关断时长为toff。

mosfet开关管m1导通时长ton和关断起始时刻toff满足ton+toff＜tlc。

lc振荡周期lc振荡频率

式中，l为电感l1的电感值。c为脉冲形成线的等效电容值。

所述电感l为脉冲形成线充电，每次充电tn为mosfet开关管m1第n+1次通断关系改变时刻。为流过电感l1的电流。

充电过程中，脉冲形成线的电压

式中，udc为电源电压。a、δ、β为与脉冲形成线材料有关的常数。

式中，udc为电源电压。为mosfet开关管m1第n-1次改变通断状态，令高频极短电子枪栅极调控脉冲电源系统处于lc振荡状态时流过电感l1的电流。当时脉冲形成线输出电压稳定。为经过一次lr充电后流过电感l1的电流增量。所述匹配负载r1用于均衡电路。

用于产生倍压脉冲的高频极短电子枪栅极调控脉冲电源系统的电路结构如下所示：记电源正极所在一端为b，负极所在一端为d。a端依次串联电感l1和脉冲形成线后连接d端。a端依次串联电感l1和mosfet开关管m1的漏极。mosfet开关管m1的栅极悬空。mosfet开关管m1的源极串联匹配负载r1后连接d端。

用于直接产生高频极短脉冲的高频极短电子枪栅极调控脉冲电源系统，主要包括电源、信号隔离控制模块、脉冲形成线、mosfet开关管s、散热装置、充电电阻rc1和匹配负载rl1。

所述信号隔离控制模块包括fpga、光电转换模块和开关管驱动芯片。所述fpga产生开关管控制电信号，并发送至光电转换模块。所述光电转换模块包括光纤发射器和光纤接收器。所述光纤发射器与fpga模块导线连接，将fpga模块发送的开关管控制电信号转换为开关管控制光信号，并发送至光纤接收器。所述光纤接收器与开关管驱动芯片导线连接，将接收的开关管控制光信号转换为开关管控制电信号，并发送至开关管驱动芯片。

所述开关管驱动芯片接收到开关管控制电信号后控制mosfet开关管s的通断。

当mosfet开关管s断开时，电源通过充电电阻rc1为脉冲形成线充电。当mosfet开关管s导通时，脉冲形成线对匹配负载rl1放电。

散热装置控制空气对流，实现高频极短电子枪栅极调控脉冲电源系统的散热。

用于直接产生高频极短脉冲的高频极短电子枪栅极调控脉冲电源系统的电路结构如下所示：记电源正极所在一端为e，负极所在一端为f。e端串联电容c1后连接f端。e端串联充电电阻rc1后连接mosfet开关管s的漏极。mosfet开关管s的栅极悬空。mosfet开关管s的源极连接f端。e端依次串联充电电阻rc1、同轴线t1和同轴线t2的芯线。同轴线t1和同轴线t2构成脉冲形成线。同轴线t1地线的一端接地，另一端依次串联匹配负载rl1和同轴线t2的地线。同轴线t2地线接地。

用于产生频率倍增、相位可调的高频极短电子枪栅极调控脉冲电源系统，主要包括电源、信号隔离控制模块、脉冲形成线、mosfet开关管s1、mosfet开关管s2、散热装置、充电电阻rc2和匹配负载rl2。

所述信号隔离控制模块包括fpga、光电转换模块和开关管驱动芯片。

所述fpga产生开关管控制电信号，并发送至光电转换模块。

所述光电转换模块包括光纤发射器和光纤接收器。

所述光纤发射器与fpga模块导线连接，将fpga模块发送的开关管控制电信号转换为开关管控制光信号，并发送至光纤接收器。

所述光纤接收器与开关管驱动芯片导线连接，将接收的开关管控制光信号转换为开关管控制电信号，并发送至开关管驱动芯片。

所述开关管驱动芯片接收到开关管控制电信号后控制mosfet开关管s1、mosfet开关管s2的通断时序。

当mosfet开关管s1和mosfet开关管s2均断开时，电源通过充电电阻rc2为脉冲形成线充电。

当mosfet开关管s1和mosfet开关管s2交替通断时，脉冲形成线对匹配负载rl1放电，实现放电脉冲频率倍增。其中，在一个放电周期t内，mosfet开关管s1和mosfet开关管s2的导通时间均为1/2t。

所述散热装置控制空气对流，以实现高频极短电子枪栅极调控脉冲电源系统的散热。

用于产生频率倍增、相位可调的高频极短电子枪栅极调控脉冲电源系统的电路结构如下所示：记电源正极所在一端为g，负极所在一端为h。g端串联电容c2后连接h端。g端依次串联充电电阻rc2、电感l后连接mosfet开关管s1的漏极。mosfet开关管s1的栅极悬空。mosfet开关管s1的源极连接h端。g端依次串联充电电阻rc2、电感l、同轴线t3芯线、匹配负载rl2和同轴线t4芯线。同轴线t3和同轴线t4构成脉冲形成线。同轴线t3和同轴线t4的地线共地。

用于直接产生极性、相位可调的高频极短电子枪栅极调控脉冲电源系统，主要包括电源、信号隔离控制模块、电感l、脉冲形成线、mosfet开关管s3、mosfet开关管s4、mosfet开关管s5、散热装置和匹配负载rl3。

所述信号隔离控制模块包括fpga、光电转换模块和开关管驱动芯片。

所述fpga产生开关管控制电信号，并发送至光电转换模块。

所述光电转换模块包括光纤发射器和光纤接收器。

所述光纤发射器与fpga模块导线连接，将fpga模块发送的开关管控制电信号转换为开关管控制光信号，并发送至光纤接收器。

所述光纤接收器与开关管驱动芯片导线连接，将接收的开关管控制光信号转换为开关管控制电信号，并发送至开关管驱动芯片。

所述开关管驱动芯片接收到开关管控制电信号后控制mosfet开关管s3、mosfet开关管s4、mosfet开关管s5的通断时序。

当mosfet开关管s3、mosfet开关管s4、mosfet开关管s5关断时，电源通过电感l对脉冲形成线充电。

在一个放电周期内，当mosfet开关管s3和mosfet开关管s4交替通断、mosfet开关管s5关断时，脉冲形成线向匹配负载rl3输出双极性脉冲。mosfet开关管s3和mosfet开关管s4交替间歇时长≥3倍脉冲形成线电时间长度；脉冲形成线电时间长度表示脉冲形成线产生脉冲至输出脉冲所需的时间；

在一个放电周期内，当mosfet开关管s3和mosfet开关管s5交替通断、mosfet开关管s4关断时，脉冲形成线向负载rl3输出同极性脉冲。mosfet开关管s3和mosfet开关管s5交替间歇时长≥3倍脉冲形成线电时间长度；脉冲形成线电时间长度表示脉冲形成线产生脉冲至输出脉冲所需的时间。

所述散热装置控制空气对流，以实现高频极短电子枪栅极调控脉冲电源系统的散热。

用于直接产生极性、相位可调的高频极短电子枪栅极调控脉冲电源系统的电路结构如下所示：记电源正极所在一端为k，负极所在一端为m。k端串联电容cm后连接m端。k端串联电感l后连接mosfet开关管s4的漏极。mosfet开关管s4的栅极悬空。mosfet开关管s4的源极连接m端。k端依次串联电感l、同轴线t5芯线、匹配负载rl和同轴线t6芯线后连接mosfet开关管s3的漏极。mosfet开关管s3的栅极悬空。mosfet开关管s3的源极连接m端。同轴线t5和同轴线t6构成脉冲形成线。k端依次串联电感l、同轴线t5芯线、匹配负载rl3和同轴线t6芯线后连接mosfet开关管s5的漏极。mosfet开关管s5的栅极悬空。mosfet开关管s5的源极连接m端。同轴线t5和同轴线t6的地线共地。

本发明的技术效果是毋庸置疑的，本发明结合lr-lc电路和脉冲形成线结构，通过同轴电缆自身电容与充电电感在高频条件下的运行状态控制，有效利用充电电感中储存的无功能量，实现数倍于充电电压的增益电压输出。并且在保持充电电压不变的前提下，通过触发信号的调节可以灵活改变输出电压幅值，而无需更改、新增电路元器件或者增加级数，使发生器结构更加紧凑、操作更加智能。本发明该拓扑仅需一个mosfet作为主开关。状态切换通过控制算法实现，可实现数倍高增益电压输出而不需再使用复杂的功率合成叠加电路，这使得整个装置的尺寸和重量大大减小。本发明输出的增益电压可以通过控制器、充电电感与等效电容可灵活调节电压增益倍数和动态响应时间，而无需增加或者堆叠模块。调节范围取决于充电电感l和等效电容c的固有振荡时间。升压极限受限于开关以及同轴电缆绝缘耐压，本发明通过开关串联以及同轴电缆(lc形成网络)的耐压等级提升，可以输出更高的增益电压。在形成增益电压后，脉冲输出电压幅值与脉冲形成拓扑有关，而本发明使用的blumlein线结构可输出增益电压相同的脉冲电压。本发明公开四种不同电路拓扑，可以分别实现倍压脉冲、高频极短脉冲、频率倍增且相位可调脉冲、极性相位可调脉冲的输出。对于典型的花瓣形加速器的高频频率107.5mhz，使用本发明电源系统的电子枪将以10.75mhz(若无偏转结构，频率为107.5mhz)的重复频率产生电子束脉冲，每个电子束脉冲的宽度要求小于3ns，从而降低电子束的能散度以及降低加速器中的束流损失。

附图说明

图1为由包含体二极管的快速开关m1控制的简单lr-lc电路；图2为电路工作在lr充电状态的电路图；图3为电路工作在lc振荡状态的电路图；图4为电路工作在lr放电状态的电路图；图5为lr-lc电路动作过程；图6为具有单传输形成线的系统等效电路；图7为具有blumlein线的系统等效电路；图8为单传输成形线集中参数模型；图9为blumlein线集中参数模型；图10为当开关动作周期大于振荡周期时电流动作过程；

图11为当开关周期小于其固有振荡周期时电流动作过程；图12为lc第二次振荡升压；图13为系统输出电压过程；图14为系统实物图；图15为1μs动作周期下的传输线端口电压变化；图16为1.5μs动作周期下的传输线端口电压变化；图17为2μs动作周期下的传输线端口电压变化；图18为2.5μs动作周期下的传输线端口电压变化；图19为1mhz重复率，开关闭合时间由100ns到800ns的变化过程；图20为1mhz重复率运行，开关导通时间500ns，充电电感从0.5mh到2.5mh变化过程；

图21为发生器在衰减器负载上输出的电压波形，输出波形幅值为800v，脉冲宽度8ns，重复频率1mhz；图22为发生器在衰减器负载上输出的单个电压脉冲波形，输出波形幅值为800v，脉冲宽度8ns，重复频率1mhz；图23为实施例2高频极短电子抢栅极电源基本拓扑；图24为实施例2高频极短电子抢栅极电源扩展拓扑；图25为实施例2波过程示意图；图26为实施例2电源系统实物图；图27为散热模块实物图；图28为脉冲波形示意图；图29为程序流程图；图30为单个脉冲电压波形；

图31为相邻脉冲电压波形；图32为107.5mhz传输线端口电压；图33为107.5mhz输出波形；图34为负载并联二极管时107.5mhz传输线端口电压；图35为负载并联二极管时107.5mhz输出波形；图36为产生频率倍增、相位可调的高频极短脉冲系统拓扑；图37为实施例3双开关工作模式；图38为开关闭合时波过程形成示意图；图39为脉冲发生器结构设计图；图40为开关控制时序及负载波形；

图41为开关驱动电压波形；图42为开关5mhz运行，负载端10mhz脉冲输出波形；图43为开关5mhz运行，流经充电电阻的电流波形；图44为实施例4脉冲发生器电路拓扑结构；图45为实施例4双极性脉冲输出；图46为实施例4同极性脉冲输出；图47为开关s3闭合时波过程形成示意图；图48为开关s4闭合时波过程形成示意图；图49为开关控制时序及负载波形；图50(a)为多极性脉冲测试端电压波形；图50(b)为多极性脉冲测试双极性波形；图50(c)多极性脉冲测试单极性波形；图51(a)为延迟时间600ns双极性脉冲测试波形；

图51(b)为延迟时间1.4μs双极性脉冲测试波形。

具体实施方式

下面结合实施例对本发明作进一步说明，但不应该理解为本发明上述主题范围仅限于下述实施例。在不脱离本发明上述技术思想的情况下，根据本领域普通技术知识和惯用手段，做出各种替换和变更，均应包括在本发明的保护范围内。

实施例1：

参见图1至图22，用于产生倍压脉冲的高频极短电子枪栅极调控脉冲电源系统，主要包括电源、控制模块、充电电感l1、脉冲形成线、mosfet开关管m1、控制模块和匹配负载r1。

所述电源为高频栅控电子枪栅极调控脉冲电源系统供电。所述控制模块控制mosfet开关管m1的通断时序，使高频极短电子枪栅极调控脉冲电源系统切换lr充电状态和lc振荡状态。mosfet开关管m1每次导通时，高频极短电子枪栅极调控脉冲电源系统工作于lr充电状态。mosfet开关管m1每次导通时长为ton。mosfet开关管m1每次关断时，高频极短电子枪栅极调控脉冲电源系统工作于lc振荡状态，并对电感l充电。mosfet开关管m1每次关断时长为toff。mosfet开关管m1导通时长ton和关断起始时刻toff满足ton+toff＜tlc。

其中，lc振荡周期lc振荡频率式中，l为电感l1的电感值。c为脉冲形成线的等效电容值。所述电感l为脉冲形成线充电，每次充电tn为mosfet开关管m1第n+1次通断关系改变时刻。为流过电感l1的电流。

充电过程中，脉冲形成线的电压式中，udc为电源电压。a、δ、β为与脉冲形成线材料有关的常数。udc为电源电压。为mosfet开关管m1第n-1次改变通断状态，令高频极短电子枪栅极调控脉冲电源系统处于lc振荡状态时流过电感l1的电流。当时脉冲形成线输出电压稳定。为经过一次lr充电后流过电感l1的电流增量。

mosfet开关管m1第n-1次改变通断状态，并根据上一时刻的电流值计算得到用于高频亚纳秒方波脉冲发生器的高增益升压系统处于lr充电状态时的上一次lr充电状态的持续时间

所述匹配负载r1用于均衡电路。

所述脉冲形成线为blumlein脉冲形成线/单传输形成线。图6为具有单传输形成线的系统拓扑，图中rd为负载参数，ld为电感参数，cd为电容参数，下标an表示各部件序号，图8为具有单传输形成线的系统等效电路，其中，单传输形成线等效为电容c1。图7为具有blumlein脉冲形成线的系统拓扑，图9为具有blumlein脉冲形成线的系统等效电路，其中，blumlein脉冲形成线等效为并联的2个电容。

所述脉冲形成线产生的脉冲的宽度为0.1ns量级，频率至少为5khz。

用于产生倍压脉冲的高频极短电子枪栅极调控脉冲电源系统的电路结构如下所示：记电源正极所在一端为b，负极所在一端为d。a端依次串联电感l1和脉冲形成线后连接d端。a端依次串联电感l1和mosfet开关管m1的漏极。mosfet开关管m1的栅极悬空。mosfet开关管m1的源极串联匹配负载r1后连接d端。

实施例2：

参见图23至图35，用于直接产生高频极短脉冲的高频极短电子枪栅极调控脉冲电源系统，主要包括电源、信号隔离控制模块、脉冲形成线、mosfet开关管s、散热装置、充电电阻rc1和匹配负载rl1。

所述信号隔离控制模块包括fpga、光电转换模块和开关管驱动芯片。所述fpga产生开关管控制电信号，并发送至光电转换模块。所述光电转换模块包括光纤发射器和光纤接收器。所述光纤发射器与fpga模块导线连接，将fpga模块发送的开关管控制电信号转换为开关管控制光信号，并发送至光纤接收器。所述光纤接收器与开关管驱动芯片导线连接，将接收的开关管控制光信号转换为开关管控制电信号，并发送至开关管驱动芯片。

所述开关管驱动芯片接收到开关管控制电信号后控制mosfet开关管s的通断。当mosfet开关管s断开时，电源通过充电电阻rc1为脉冲形成线充电。当mosfet开关管s导通时，脉冲形成线对匹配负载rl1放电。

所述散热装置控制空气对流，以实现高频极短电子枪栅极调控脉冲电源系统的散热。所述匹配负载rl1用于均衡电路。

本系统输出电压0～650v可调(100ω电阻负载匹配-并联使用时为50欧姆匹配)，脉冲宽度(半高宽)3ns，脉冲频率10.75mhz，波形存在反向振荡，反向振荡幅值接近正向幅值，时间抖动小于75ps。负载并联二极管时,无反向振荡，时间抖动小于75ps。

用于直接产生高频极短脉冲的高频极短电子枪栅极调控脉冲电源系统的电路结构如下所示：记电源正极所在一端为e，负极所在一端为f。e端串联电容c1后连接f端。e端串联充电电阻rc1后连接mosfet开关管s的漏极。mosfet开关管s的栅极悬空。mosfet开关管s的源极连接f端。e端依次串联充电电阻rc1、同轴线t1和同轴线t2的芯线。同轴线t1和同轴线t2构成脉冲形成线。同轴线t1地线的一端接地，另一端依次串联匹配负载rl1和同轴线t2的地线。同轴线t2地线接地。

实施例3：

参见图36至图43，用于产生频率倍增、相位可调的高频极短电子枪栅极调控脉冲电源系统，主要包括电源、信号隔离控制模块、脉冲形成线、mosfet开关管s1、mosfet开关管s2、散热装置、充电电阻rc2和匹配负载rl2。

所述信号隔离控制模块包括fpga、光电转换模块和开关管驱动芯片。

所述fpga产生开关管控制电信号，并发送至光电转换模块。

所述光电转换模块包括光纤发射器和光纤接收器。

所述光纤发射器与fpga模块导线连接，将fpga模块发送的开关管控制电信号转换为开关管控制光信号，并发送至光纤接收器。

所述光纤接收器与开关管驱动芯片导线连接，将接收的开关管控制光信号转换为开关管控制电信号，并发送至开关管驱动芯片。

所述开关管驱动芯片接收到开关管控制电信号后控制mosfet开关管s1、mosfet开关管s2的通断时序。

当mosfet开关管s1和mosfet开关管s2均断开时，电源通过充电电阻rc2为脉冲形成线充电。

当mosfet开关管s1和mosfet开关管s2交替通断时，脉冲形成线对匹配负载rl1放电，实现放电脉冲频率倍增。其中，在一个放电周期t内，mosfet开关管s1和mosfet开关管s2的导通时间均为1/2t。

本系统通过两个主开关的开关时序控制，可以控制波过程，并且调节在负载上脉冲出现的时间相位，进而调节一个周期内脉冲出现时序，当时序位于二分之一周期时，实现频率倍增。通过两个主开关的开关时序控制，当两个开关管分别以5mhz条件运行时，通过开关驱动信号延时，实现两开关信号交替，通过该拓扑在负载端实现10mhz输出。

所述散热装置控制空气对流，以实现高频极短电子枪栅极调控脉冲电源系统的散热。

所述匹配负载rl2用于均衡电路。

用于产生频率倍增、相位可调的高频极短电子枪栅极调控脉冲电源系统的电路结构如下所示：记电源正极所在一端为g，负极所在一端为h。g端串联电容c2后连接h端。g端依次串联充电电阻rc2、电感l后连接mosfet开关管s1的漏极。mosfet开关管s1的栅极悬空。mosfet开关管s1的源极连接h端。g端依次串联充电电阻rc2、电感l、同轴线t3芯线、匹配负载rl2和同轴线t4芯线。同轴线t3和同轴线t4构成脉冲形成线。同轴线t3和同轴线t4的地线共地。

实施例4：

参见图44至图51，用于直接产生极性、相位可调的高频极短电子枪栅极调控脉冲电源系统，主要包括电源、信号隔离控制模块、电感l、脉冲形成线、mosfet开关管s3、mosfet开关管s4、mosfet开关管s5、散热装置和匹配负载rl3。

所述信号隔离控制模块包括fpga、光电转换模块和开关管驱动芯片。所述fpga产生开关管控制电信号，并发送至光电转换模块。所述光电转换模块包括光纤发射器和光纤接收器。所述光纤发射器与fpga模块导线连接，将fpga模块发送的开关管控制电信号转换为开关管控制光信号，并发送至光纤接收器。所述光纤接收器与开关管驱动芯片导线连接，将接收的开关管控制光信号转换为开关管控制电信号，并发送至开关管驱动芯片。所述开关管驱动芯片接收到开关管控制电信号后控制mosfet开关管s3、mosfet开关管s4、mosfet开关管s5的通断时序。当mosfet开关管s3、mosfet开关管s4、mosfet开关管s5关断时，电源通过电感l对脉冲形成线充电。

在一个放电周期内，当mosfet开关管s3和mosfet开关管s4交替通断、mosfet开关管s5关断时，脉冲形成线向匹配负载rl3输出双极性脉冲。mosfet开关管s3和mosfet开关管s4交替间歇时长≥3倍脉冲形成线电时间长度；脉冲形成线电时间长度表示脉冲形成线产生脉冲至输出脉冲所需的时间；

在一个放电周期内，当mosfet开关管s3和mosfet开关管s5交替通断、mosfet开关管s4关断时，脉冲形成线向负载rl输出同极性脉冲。mosfet开关管s3和mosfet开关管s5交替间歇时长≥3倍脉冲形成线电时间长度；脉冲形成线电时间长度表示脉冲形成线产生脉冲至输出脉冲所需的时间；两开关的导通持续时间影响输出电压幅值。

为了让该纳秒脉冲发生器能够有效的多极性输出，需要对开关s3、s4和s5的动作时序进行协调控制，其时序图如图49所示。可以看出无论是双极性还是同极性输出，都巧妙的利用了两个开关在一个周期内同时处于关断状态时，给前端lc振荡充电提供了充足的时间，所以可以用更少的开关数量和更低的开关动作频率实现脉冲的多极性和2倍频输出，并且当改变一个开关周期内两个开关闭合的延时时间时(即改变两个脉冲之间的延迟时间)，只需要通过改变两个开关的导通时间，就能形成幅值相同，延迟时间可调的双极性或同极性脉冲，这对于加速器的调制是非常重要的。

本系统通过开关时序切换，调制脉冲形成线中的波过程，实现负载端脉冲波形极性、相位调控，通过控制开关s1的导通时间与开关s2和s3的导通时间差异，输出双极性脉冲波形、单极性波形，通过控制开关s1的导通时间与开关s2和s3的导通时间差异，并且调节开关s1、s2动作延时，输出双极性、相位可调脉冲波形。用于直接产生极性、相位可调的高频极短电子枪栅极调控脉冲电源系统的电路结构如下所示：记电源正极所在一端为k，负极所在一端为m。k端串联电容cm后连接m端。k端串联电感l后连接mosfet开关管s4的漏极。mosfet开关管s4的栅极悬空。mosfet开关管s4的源极连接m端。k端依次串联匹配负载rc、电感l、同轴线t5芯线、匹配负载rl和同轴线t6芯线后连接mosfet开关管s3的漏极。mosfet开关管s3的栅极悬空。mosfet开关管s3的源极连接m端。同轴线t5和同轴线t6构成脉冲形成线。k端依次串联电感l、同轴线t5芯线、匹配负载rl3和同轴线t6芯线后连接mosfet开关管s5的漏极。mosfet开关管s5的栅极悬空。mosfet开关管s5的源极连接m端。同轴线t5和同轴线t6的地线共地。

实施例5：

应用实施例1公开的高频极短电子枪栅极调控脉冲电源系统的过程，主要如下：参见图1至图4，开关m1闭合，电路工作在lr充电状态，如图2；开关m1断开，由于开关体二极管作用，此时的工作状态和系统电流方向有关。当系统电流方向与充电电流方向一致时，电路工作在lc振荡状态，并在电容c1两端形成振荡电压，如图3。而与充电电流方向相反时，由于体二极管续流作用，电路工作在lr放电状态如图4。电感l1在电路中作为lr充电状态下的储能电感，当l1数值较大时，l1在c1两端电压突变过程中起到隔离阻断作用，使后端振荡不至于影响初级电源。

图5为lr-lc电路动作过程，当然此时的开通持续时间远短于关断持续时间。t0时刻以前，电容两端电压为直流充电电压。t0～t1时刻电路如图1.b所示，此过程为开关闭合，电路开始lr充电过程，此时充电电流的大小与l、r、充电时间长短有关，且电容两端电压为0。t1～t2阶段开关断开，电感中积累的磁场能与电容中电场能相互转化，电容两端产生lc振荡电压，此时存在直流充电电源和储能电感的共同作用，t2时刻电感中磁场能全部转化为电场能，电容两端电压达到最大值。t2～t3阶段，电容开始给电感充电，完成一个完整的振荡过程。t3阶段，电感恢复初始能量值，但此时电流方向与原来相反。不难发现t1～t3阶段为一个完整的lc振荡过程，即图3电路过程，此时电容两端形成的电压峰值远高于直流充电电压。t3～t4阶段，由于开关体二极管续流作用，在电感中储存反向电流条件下，电路过程如图4，开始lr放电，此时放电持续时间与t0～t1阶段持续时间相同。

lr充电过程结束后，电路进入lc振荡状态，会形成远高于直流充电电压的振荡电压，这也意味着blumlein线拓扑在一定控制条件下可以实现数倍增益的脉冲电压输出。其升压特性的分析也将从lc振荡周期开始，lc振荡的固有周期

电路振荡周期即为电容两端电压持续时间，同时也意味着，当开关断开后再次闭合的间隔时间小于电路振荡周期时，可以有效利用电容两端储存的高增益电压。由第二节原理分析可知，振荡电压的变化总是伴随着电流的周期变化，为了直观展示，图9至图10为不同开关动作周期下的电流变化规律。

当开关动作周期大于振荡周期时，由于振荡形成的电压通过体二极管提供的泄放回路迅速降低，使电路回归正常状态，其电流动作过程如图9所示。图10表明，当开关周期足够短，并小于其固有振荡周期时，可以在l1中电流完全转化前，进入下一个充电周期。此过程重复几个周期后，电感l1中储存电流可以达到一个新的平衡，此时lr充电积累的能量与lc振荡损失的能量达到动态平衡。lr充电时间决定l中电流大小，其充电过程由公式(1)得到，式中：t为开关导通时间。

开关动作周期决定了电路运行状态，假设开关每次闭合时间为ton，断开时间为toff，且ton+toff＜tlc。电路中电压、电流变化如图7所示，其过程分析如下：

第一阶段(t0～t1)：lr第一次充电：t0时刻，开关第一次导通，电路第一次进入lr充电状态，经过ton时间到达t1时刻，电感l中积累一定是磁场能，存在初始电流，电流值为i1，如公式(3)。此时电容c两端电压仍为0。

第二阶段(t1～t2)：lc第一次振荡

t1时刻开始，电路进入lc振荡升压状态，由于开关断开时间toff不足以消耗l中储存的全部磁场能，达到t2时刻，此时电容c两端电压为uc1，如公式(4)；流经l的电流为i2，如公式(6)：

第三阶段(t2～t3)：lr第二次充电

t2时刻开始，由于电感l中仍有初始储能，lr充电过程在已有电流基础上继续充电，此时流经l的电流为i2，在电流值较小时可以认为lr充电过程是线性上升的，但是随之储能电流上升，lr充电过程接近对数增长，为了更加精确的反应结果，本文使用代入法求解该时刻的电流。已知t2时刻电流大小为i2，代入公式(1)，可以得到正常lr充电条件下达到i2电流所需时间t1，如公式(6)。经过ton开关导通时间，lr继续充电，达到t3时刻，此时流经l的电流大小为i3,如公式(7)：

此后阶段，随着开关的切换，每一时刻的电压电流均按照以上状态进行转换，假设tn～tn-1时刻电感l中有的能量转化为电容c中的电场能，而上一时段tn-1～tn-2，经过lr充电有的增加电流，当时，该电路系统达到动态平衡，此时系统输出电压从逐渐上升变成稳定状态，具有稳定的输出电压。系统达到稳定的时间延时与系统参数选取有关

实施例6：

应用实施例1公开的高频极短电子枪栅极调控脉冲电源系统的实验，主要如下：i)直流充电电压恒定150v。图15至图19为不同动作周期下的传输线端口电压变化。当动作周期小于振荡周期时，端口输出逐渐上升并趋于稳定的增益电压，如图15至图18所示。此时电路可稳定工作，并有效利用充电电感储存的无功能量。如图19所示，动作周期大于振荡周期时，由于动作周期与电路固有振荡周期差异，输出电压呈现不规则变化，导致开关闭合时刻端口电压不稳定，进而影响发生器整体增益电压输出效果

ii)图20为1mhz重复率，开关闭合时间由100ns到800ns的变化过程。随着导通时间增加，电路到稳定输出所需时间以及电压、电流稳定值均呈现上升趋势。值得注意的是，即使是100ns的导通时间，电路输出电压也达到420v，相较于150v直流输入电压而言，电压增益为2.8倍。系统最高电压可以达到800v输出。整个过程仅通过改变开关导通时间实现，无需更改电路或者改变输入电压，电路电压增益倍数最高可达5.3倍。

iii)图20为1mhz重复率运行，开关导通时间500ns，充电电感从0.5mh到2.5mh。实验结果表明，充电电感的改变不影响电路输出稳定电压增益，但会影响发生器达到稳定增益电压所需时间

iv)图21和图22为发生器在衰减器负载上输出的电压波形，输出波形幅值为800v，脉冲宽度8ns，重复频率1mhz。

实施例7：

应用实施例2公开高频极短电子枪栅极调控脉冲电源系统的实验，主要如下：

1)脉冲放电，过程如下：

1.1)开关闭合后，传输线上的电压开始放电。在0＜t＜l/v时，电压入射波uλ1＝-u0。l为每段传输线长度。

1.2)当t＝l/v时，电压入射波uλ1达到负载处，在负载上产生电压ur，并且一部分发生反射，产生反射波u反1，另一部分继续入射，成为uλ2。其值可通过彼得森等效电路进行计算，其关系式如下:

ur＝uλ2r/z＝-u0(2)

1.3)当t＝2l/v时反射波u反1达到短路点b形成符号相反的反射波u反3＝1/2u0，入射波uλ2达到开路点a形成符号相同的反射波u反2＝-1/2u0。

1.4)当t＝3l/v时，反射波u反2和反射波u反3达到负载处，传输线电压和负载电压变为0，完成放电过程，在负载上形成一个幅值为u0及脉宽为2l/v的脉冲。触发信号的产生和控制是控制电路部分的关键，通过控制电路可以调节触发信号的脉冲宽度、重复频率、脉冲个数等。信号发生器采用美国生产的型号为stanfordresearchsystems的超低抖动数字延时触发器dg645。然后考虑到本次设计的超高频脉冲发生器设计可以输出最高400v的脉冲电压，而驱动电路直接与高压主电路相连，因此需要考虑与低压控制电路的电气绝缘问题。本次设计采用光纤隔离的方法，控制信号经过光纤隔离后传输到驱动电路上。光纤隔离是为了使电路的高压和低压回路进行有效的电气隔离，以减少发生器主电路高压部分的电磁辐射干扰，光纤隔离的实质就是光电转换和电光转换。该脉冲发生器采用firecmms系列数据率为50mbd的光纤发射器ft50mhir和光纤接收器fr50mhir进行光电隔离，其输出ttl信号的上升时间tr和下降时间tp只有5ns，有利于形成脉冲快前沿特性。在该脉冲发生器中，考虑到散热的成本、空间以及有效性，对于主开关采用风冷散热方式。首先通过理论计算出开关在10.75mhz频率下的发热量，然后选择合适的散热翅片和导热硅胶与开关进行贴合，然后利用12v供电的风扇进行强制空气对流实现散热。

2)为了保证脉冲发生器的输出稳定性，采用脉冲抖动方法来进行评估，其具体操作流程为把实验数据导入matlab中，找到电压幅值在200v左右的时间点，然后判断这些点是在脉冲的上升沿还是下降沿，然后筛选出在上升沿的点。然后依次用后一个时间点减去前一个时间点得到一系列的时间差△t。δt1＝t1-t2，再用这些△t减去脉冲的周期值t得到每个脉冲的抖动值δt＝δt-t。然后求出这些值的均方根值及所有脉冲的整体抖动，验证脉冲的稳定性：

3)10.75mhz结果：脉冲源测试过程中，测试用电阻负载选用的是超高频无感电阻100ω，示波器使用的是lecroywavepro760zi-a型混合域示波器，其带宽为6ghz，采样率为10gs/s；高压测试使用力科公司生产的高压探头lecroyppe6kv，该探头带宽400mhz，衰减1000倍，最高可测6kv直流电压；低压测试使用型号为lecroypp026400v的探头，该探头带宽500mhz，最高可测400v直流电压。图30为单个脉冲电压波形测试图，可以看出该脉冲电压峰值430v，脉宽3.4ns，上升沿时间2.1ns。

实施例8：

应用实施例3公开高频极短电子枪栅极调控脉冲电源系统的实验，主要如下：

1)脉冲放电，过程如下：1.1)开关闭合后，传输线中的电容开始放电。在0＜t＜l/v时，电压入射波uλ1＝-u0。l为每段传输线长度。1.2)当t＝l/v时，电压入射波uλ1达到负载处，一部分发生反射，产生反射波u反1，一部分继续入射，成为uλ2。1.3)当t＝2l/v时反射波u反1达到短路点a形成符号相反的反射波u反3＝1/2u0，入射波uλ2达到开路点b形成符号相同的反射波u反2＝-1/2u0。1.4)当t＝3l/v时，反射波u反2和反射波u反3达到负载处，传输线电压和负载电压变为0，完成放电过程。形成一个幅值为u0及脉宽为2l/v的脉冲。该脉冲发生器的整体设计结构如图39所示。首先通过光电转换电路对开关驱动信号进行隔离，两路信号分别控制两个开关。用高压直流电源对主电路中的传输线进行充电，通过两个开关的交替动作在匹配负载上进行2倍频的脉冲输出。

2)为了让该纳秒脉冲发生器能够有效的2倍频输出，需要对开关s1和s2动作时序进行交替控制，其时序图如图40所示。一开始两个开关都断开时对传输线进行充电，充电完成后开关s1闭合传输线对负载第一次放电产生脉冲，然后s1重新断开前端进行一个周期内的第二次充电，之后开关s2闭合传输线第二次放电产生脉冲。可以看出倍频输出模式利用了两个开关在一个周期内同时处于关断状态时，给前端rlc过冲振荡充电提供了充足的时间，在一个开关工作周期内形成两次充电和两次放电，所以可以利用更低的开关动作频率实现脉冲的2倍频输出。

3)实验结果：为了减小开关在高频工作条件下的热损耗，该脉冲发生器采用控制两个开关的动作时序使其交互动作，使每个开关的动作频率为5mhz时脉冲输出频率达到10mhz，实现2倍频输出。图41给出了两个开关的驱动信号波形(每个开关的导通时间为30ns)。这种控制方法不仅能够实现10mhz的脉冲输出，并且能够通过调节开关导通时间在一定程度上提高和调节脉冲电压峰值。

实施例9：

应用实施例4公开高频极短电子枪栅极调控脉冲电源系统的实验，主要如下：

1)输出双极性脉冲，过程如下：1.1)开关s1闭合后，强迫b端接地。在0＜t＜l/v时，电压入射波uλ1＝-u0。l为每段传输线长度。

1.2)当t＝l/v时，电压入射波uλ1达到负载处，在负载上产生电压ur，并且一部分发生反射，产生反射波u反1，另一部分继续入射，成为uλ2。其值可通过彼得森等效电路进行计算，其关系式如下:

式中z为传输线波阻抗，阻抗匹配时满足r＝2z。

1.3)当t＝2l/v时反射波u反1达到短路点b形成符号相反的反射波u反3＝1/2u0，入射波uλ2达到开路点a形成符号相同的反射波u反2＝-1/2u0。

1.4)当t＝3l/v时，反射波u反2和反射波u反3达到负载处，传输线电压和负载电压变为0，完成放电过程，在负载上形成一个幅值为u0及脉宽为2l/v的脉冲。

2)实验结果：控制开关s3的导通时间220ns，开关s4和s5的导通时间180ns，对该脉冲发生器的可调极性脉冲输出进行测试。图50分别给出双极性脉冲输出和同极性脉冲输出时的端电压以及负载脉冲电压波形。可以看到实验结果验证了该脉冲发生器利用更少的开关实现更高频率的可调极性脉冲输出。从图50可以看出在双极性脉冲输出和同极性脉冲输出具有共同的端电压波形，其脉冲峰值为±600v，重复频率1mhz。