电动机的制作方法

本发明涉及一种电动机。

背景技术：

以往，已知对霍尔元件等根据磁力的大小而变化的磁传感器消除输出的偏移的电路。例如，专利文献1中记载了霍尔元件的偏移消除电路，该偏移消除电路消除因电路内的电容器的寄生电容而发生的偏移。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：特开2012-47630号

技术实现要素：

发明所要解决的课题

但是，在电动机中，为了进行转子的位置检测，广泛使用霍尔元件来作为磁传感器。霍尔元件的信号被信号处理电路放大并被提供给微控制器，从而被用于电动机驱动的控制。这里，当使永久磁铁等外部磁场靠近电动机时，来自磁传感器的信号中发生偏移，因此，存在无法将霍尔元件的信号准确地传输给微控制器的课题。但是，以往并不知晓除去因外部磁场而发生的偏移的方法。

因此，本发明的目的在于，除去因外部磁场而发生的磁传感器的输出电压的偏移。

用于解决课题的方法

本申请的示例性的第1发明是一种电动机，其具备：第1磁传感器，其检测转子的旋转位置；第2磁传感器，其在将极对数设为n时，被配置在相对于第1磁传感器在转子的旋转方向上仅移位π/n的位置；信号放大部，其放大从第1磁传感器输出的信号即第1信号与从第2磁传感器输出的信号即第2信号的差分；以及脉冲信号生成部，其将所述信号放大部的输出信号转换为脉冲信号。

发明的效果

根据本发明，能够除去因外部磁场而发生的磁传感器的输出电压的偏移。

附图说明

图1是表示第1实施方式的电动机驱动系统的系统结构的图。

图2是参照电路的电路图。

图3是表示参照电路的动作的时序图。

图4是说明外部磁场对霍尔元件的信号的影响的图。

图5是表示存在外部磁场时的参照电路的动作的时序图。

图6是表示第1实施方式中的电动机驱动系统的霍尔元件的配置的图。

图7是表示第1实施方式中的霍尔元件的输出波形的例子的图。

图8是第1实施方式的信号处理电路的电路图。

图9是表示第1实施方式的信号处理电路的动作的时序图。

图10是表示第1实施方式的信号处理电路的动作的时序图。

图11是第2实施方式的信号处理电路的电路图。

图12是表示第2实施方式的信号处理电路的动作的时序图。

图13是表示第2实施方式的信号处理电路的动作的时序图。

图14是表示第2实施方式的信号处理电路的动作的时序图。

符号说明

1…电动机驱动系统、2…逆变器装置、3…降压电源电路、5…cpu、6a、6c…信号处理电路、6r…参照电路、10…三相电压生成部、20…驱动电路组、60…信号放大部、n11～n13…节点、vu…u相电压、vv…v相电压、vw…w相电压、m…三相交流电动机、100…霍尔元件组、霍尔元件…h(h1、h2、h3、h1a、h2a、h3a)。

具体实施方式

以下，说明作为本发明的驱动系统的实施方式的电动机驱动系统。

此外，在以下的实施方式中，至少包含三相交流电动机、多个霍尔元件以及各霍尔元件的信号处理电路的结构相当于本发明的电动机。

(1)第1实施方式

(1-1)系统结构

以下，参照附图对本发明的电动机驱动系统的一个实施方式进行说明。

图1是表示实施方式的电动机驱动系统1的系统结构的图。电动机驱动系统1具备逆变器装置2、降压电源电路3、cpu(centralprocessingunit；中央处理器)5以及三相交流电动机m。cpu5是微控制器的例子。

逆变器装置2具备三相电压生成部10及驱动电路组20，产生三相交流电力并提供给三相交流电动机m。三相交流电动机m中安装有按照检测转子的位置的各相的霍尔元件组100。

在以下的说明中，电路内的节点或端子的电压是指以接地电位gnd(在以下的说明中为“gnd电位”。)为基准的电位。例如，在逆变器装置2中，最高的电位为电源电位vm，但由于gnd电位可视为0v，因此也可适当地称为“电源电压vm”。

降压电源电路3使电源电压vm下降至cpu5动作所需的预定的电压(在本实施方式的例子中为+3.3v)并提供给cpu5。

cpu5将振幅为3.3v的脉冲信号分别提供给驱动电路组20的驱动电路21～23。各驱动电路将来自cpu5的脉冲信号转换为能够使三相电压生成部10内的mos晶体管进行动作的信号电平。

在图1中，驱动电路21～23分别与节点n11～n13对应，分别相当于后面叙述的驱动电路的输出端子。

(1-2)逆变器装置2的结构

以下，详细地说明逆变器装置2的结构。

如图1所示，逆变器装置2的三相电压生成部10具备作为低边开关的nmos晶体管m11、m21、m31以及作为高边开关的pmos晶体管m12、m22、m32。由于三相交流电动机m有时也会以100％占空动作，因此三相电压生成部10将高边开关设为pmos晶体管。

此外，在本实施方式的说明中，对将高边开关设为pmos晶体管的例子进行了说明，但并不限于此。例如，也可以利用自举电路并将nmos晶体管应用为高边开关。

在本实施方式中，针对向三相交流电动机m提供的三相交流电力的u相设置有pmos晶体管m12和nmos晶体管m11。通过pmos晶体管m12和nmos晶体管m11进行开关动作，生成u相的输出电压即u相电压vu。

同样地，针对向三相交流电动机m提供的三相交流电力的v相设置有pmos晶体管m22和nmos晶体管m21。通过pmos晶体管m22和nmos晶体管m21进行开关动作，生成v相的输出电压即v相电压vv。针对向三相交流电动机m提供的三相交流电力的w相设置有pmos晶体管m32和nmos晶体管m31。通过pmos晶体管m32和nmos晶体管m31进行开关动作，生成w相的输出电压即w相电压vw。

nmos晶体管m11、m21、m31的源极被设定为接地电位gnd。pmos晶体管m12、m22、m32的源极被连接到逆变器装置2的电源电压vm。

u相的nmos晶体管m11和pmos晶体管m12的共同的漏极(节点n11)与三相交流电动机m的u相的绕组(未图示)的一端连接。同样地，v相的nmos晶体管m21和pmos晶体管m22的共同的漏极(节点n12)与三相交流电动机m的v相的绕组(未图示)的一端连接，w相的nmos晶体管m31和pmos晶体管m32的共同的漏极(节点n13)与三相交流电动机m的w相的绕组(未图示)的一端连接。

霍尔元件组100由6个霍尔元件h1、h2、h3、h1a、h2a、h3a组成。此外，在以下的说明中，在共同提及6个霍尔元件时，仅记作“霍尔元件h”。霍尔元件h1～h3是检测三相交流电动机m的转子磁体的位置的元件，分别是将根据三相交流电动机m的转子磁体(也可以适当地仅称为“转子”。)的旋转而变化的磁力的大小转换为电信号的元件。3个霍尔元件h1、h2、h3的信号是相对于基准电压相互反转的一对信号即互补信号，并且是依次具有每隔120度相位差的正弦波信号，分别与u相、v相、w相对应。

霍尔元件h1a、h2a、h3a分别与霍尔元件h1、h2、h3对应，为了除去外部磁场的影响而设置，后面叙述详细情况。

信号处理电路6a在放大各霍尔元件h的信号的同时，将其转换为3.3v振幅的脉冲信号并提供给cpu5。后面叙述信号处理电路6a的详细情况。从信号处理电路6a提供来的脉冲信号的占空比通常为50％，不会较大偏离50％。

cpu5基于由信号处理电路6a提供的脉冲信号决定向驱动电路组20的驱动电路21～23提供的脉冲信号的占空比，并将所决定的占空比的脉冲信号提供给各驱动电路。提供给各驱动电路的脉冲信号的振幅与cpu5的动作电压同为3.3v。

驱动电路组20的各驱动电路对来自cpu5的振幅3.3v的脉冲信号进行电平转换，并输入三相电压生成部10的pmos晶体管的栅极和nmos晶体管的栅极。驱动电路21对u相的nmos晶体管m11及pmos晶体管m12的各栅极输入进行了电平转换的脉冲信号。驱动电路22对v相的nmos晶体管m21及pmos晶体管m22的各栅极输入进行了电平转换的脉冲信号。驱动电路23对w相的nmos晶体管m31及pmos晶体管m32的各栅极输入进行了电平转换的脉冲信号。

通过由驱动电路21、22、23进行了电平转换的脉冲信号控制作为低边开关的nmos晶体管m11、m21、m31以及作为高边开关的pmos晶体管m12、m22、m32的动作。

(1-3)信号处理电路的结构

以下，详细地说明本实施方式的信号处理电路6a的结构，但在此之前首先参照图2及图3说明作为参照用的信号处理电路的参照电路6r，目的在于与信号处理电路6a进行对比。

(1-3-1)参照电路

图2是参照电路6r的电路图。图3是表示参照电路6r的动作的时序图。在图2所示的参照电路6r中示出了针对霍尔元件组100中的1个霍尔元件h(例如，霍尔元件h1)的信号处理电路，但针对其他相的霍尔元件h(例如，霍尔元件h2、h3)的信号处理也相同。

如图2所示，为了对霍尔元件h产生预定的偏置电压或偏置电流，针对电源电压vcc设置有电阻rb1、rb2。从霍尔元件h的输出端子p1、p2分别输出霍尔元件信号vh+及霍尔元件信号vh-的一对互补信号。霍尔元件信号vh+及霍尔元件信号vh-是以基准电压vr为基准相互反相的正弦波信号(也就是，相对于基准电压vr极性不同的信号)。

在本实施方式的例子中，基准电压vr是电源电压vcc的1/2的电平的电压。

参照电路6r具备信号放大部60及比较器62。信号放大部60包含差动放大器61和电阻r1～r4。

差动放大器61是差动放大器，放大霍尔元件h的信号vh+、vh-并输出电压vo1的信号。在霍尔元件h的输出端子p2与差动放大器61的反转输入端子之间设置有电阻r1，在霍尔元件h的输出端子p1与差动放大器61的非反转输入端子之间设置有电阻r3。

在差动放大器61的反转输入端子与输出端子之间设置有反馈电阻r2。电阻r4的一端与差动放大器61的非反转输入端子连接，电阻r4的另一端被设定为基准电压vr。

典型地，设定为r2/r1＝r4/r3，该值为信号放大部60的放大率(增益)。

比较器62(脉冲信号生成部的例子)将由信号放大部60放大并输出的信号(输出电压vo1)与基准电压vr进行比较，并输出表示其比较结果的二值的脉冲信号(输出电压vout)。将该脉冲信号提供给cpu5。

图3表示霍尔元件信号vh+、vh-、差动放大器61的输出电压vo1、比较器62的输出电压vout以及基准电压vr的波形的模拟结果。图3的3a表示霍尔元件信号的振幅为0.2vp-p且信号放大部60的增益为5倍的情况。图3的3b表示霍尔元件信号的振幅为0.6vp-p且信号放大部60的增益为5倍的情况。

如图3的3b所示，在输出电压vo1为vp-p且超过电源电压vcc(3.3v)的情况下，被钳位不形成正弦波。在图3的3a、图3的3b的任一个的情况下，输出电压vout均为50％占空的脉冲波形。

图3示出了参照电路6r正常地动作的情况。但是，当在外部存在检测对象以外的磁场时，由于霍尔元件信号vh+、vh-中发生偏移，因此输出电压vout不为50％占空。在图4中表示了该情况。

图4是表示在三相交流电动机m的附近不存在磁铁(永久磁铁)的情况下以及存在磁铁的情况下，霍尔元件信号vh+、vh-和参照电路6r的输出电压vout(脉冲)如何变化的图。在三相交流电动机m的附近不存在磁铁的情况下，根据转子磁体的旋转产生与基准电压vr的交叉点为固定间隔的正弦波的霍尔元件信号vh+、vh-，由此获得参照电路6r的输出电压vout为50％占空的脉冲波形。

与此相对，在三相交流电动机m的附近存在磁铁的情况下，因该磁场引起的偏移成分，根据转子磁体的旋转，霍尔元件信号vh+、vh-的与基准电压vr的交叉点不为固定间隔，因此参照电路6r的输出电压vout不为50％占空的脉冲波形。

例如，图5是参照电路6r中霍尔元件信号的振幅为0.6vp-p且信号放大部60的增益为5倍并在霍尔元件的信号中叠加有0.5v(dc)的外部磁场引起的成分时的波形。如图所示，可知因外部磁场霍尔元件信号vh+、vh-的交叉点的间隔不固定，占空比偏离50％。

(1-3-2)本实施方式中的霍尔元件的配置和信号处理电路

接下来，参照图6～图10说明本实施方式中的霍尔元件的配置和信号处理电路。

图6是表示本实施方式中的电动机驱动系统1的霍尔元件的配置的图。图7是表示本实施方式中的霍尔元件的输出波形的模拟结果的图。图8是本实施方式的信号处理电路6a的电路图。图9及图10分别是表示本实施方式的信号处理电路6a的动作的时序图。

图6的6a是表示在与电动机的旋转轴正交的平面中各霍尔元件h的配置的图。图6的6b是电动机的示意剖面图。

鉴于参照电路6r的上述课题，本实施方式的信号处理电路6a构成为即使在外部存在检测对象以外的磁场时也会消除外部磁场引起的偏移成分。为此，在本实施方式中，如图6的6a所示，除了与u相、v相、w相的磁场对应的3个霍尔元件h1、h2、h3外，还配置有用于消除外部磁场的偏移的追加的霍尔元件h1a、h1b、h1c。

如图6的6b所示，在本实施方式的三相交流电动机m中，在底座51配置有基板52，在基板52上设置有霍尔元件h1～h3、h1a～h3a。基板53为圆形，以覆盖基板52的方式配置有转子磁体(以下，适当地仅称为“转子”。)。此外，在图6的6b中，作为例子将扬声器71图示为外部磁场。

在图6的6a所示的例子中，三相交流电动机m的极数为4(也就是，极对数为2)。这种情况下，由于霍尔元件h1～h3分别生成具有120度(2/3π)(电角度)的相位差的信号，因此根据电角度＝机械角度×极对数的关系，霍尔元件h1～h3的配置为每隔60度(π/3)移位的配置。

霍尔元件h1a～h3a分别配置在相对于对应的霍尔元件在转子的旋转方向上仅移位π/n(n为极对数，在本实施方式的例子中，n＝2)的位置。即，霍尔元件h1a配置在相对于霍尔元件h1仅移位π/2的位置，霍尔元件h2a配置在相对于霍尔元件h2仅移位π/2的位置，霍尔元件h3a配置在相对于霍尔元件h3仅移位π/2的位置。

霍尔元件h1～h3分别是第1磁传感器的一个例子。霍尔元件h1a～h3a分别是第2磁传感器的一个例子。

参照图7对本实施方式的信号处理电路6a的信号处理的原理进行如下说明。图7中示出了与u相对应的霍尔元件h1的霍尔元件信号vh1+、vh1-和霍尔元件h1a的霍尔元件信号vh1a+、vh1a-。在图7中，作为一个例子示出了外部磁场引起的dc的信号成分(偏移ofs)。

如图7所示，霍尔元件h1的霍尔元件信号vh1+、vh1-的波形为来自转子的正弦波信号与外部磁场的信号成分(偏移ofs)的和。另外，霍尔元件h1a的霍尔元件信号vh1inv+、vh1inv-的波形为与霍尔元件h1的情况反相的、来自转子的正弦波信号与外部磁场的信号成分(偏移ofs)的和。可视为霍尔元件h1、h1a检测到的外部磁场的信号成分(偏移ofs)相同。

因此，通过获取霍尔元件信号vh1+与霍尔元件信号vh1inv+的差分，并且获取霍尔元件信号vh1-与霍尔元件信号vh1inv-的差分，能够消除偏移ofs并仅提取转子的旋转引起的正弦波信号。

参照图8说明基于参照图7说明的信号处理的原理的信号处理电路6a。此外，图8所示的信号处理电路6a仅示出了与u相对应的霍尔元件h1的霍尔元件信号的信号处理，但是针对分别与v相、w相对应的霍尔元件h2、h3的霍尔元件信号的信号处理也同样。

如图8所示，在信号处理电路6a中，为了产生预定的偏置电压或偏置电流，针对霍尔元件h1的电源电压vcc设置有电阻rb11、rb12，针对霍尔元件h1a的电源电压vcc设置有电阻rb11a、rb12a。

从霍尔元件h1的输出端子p11、p12分别输出霍尔元件信号vh1+及霍尔元件信号vh1-的一对互补信号。霍尔元件信号vh1+及霍尔元件信号vh1-是以基准电压vr为基准相互反相的正弦波信号(也就是，相对于基准电压vr极性不同的信号)。

同样地，从霍尔元件h1a的输出端子p11a、p12a分别输出霍尔元件信号vh1inv+及霍尔元件信号vh1inv-的一对互补信号。霍尔元件信号vh1inv+及霍尔元件信号vh1inv-是以基准电压vr为基准相互反相的正弦波信号(也就是，相对于基准电压vr极性不同的信号)。

在本实施方式的例子中，基准电压vr是电源电压vcc的1/2的电平的电压。

信号处理电路6a具备信号放大部60a、60b及比较器62。信号放大部60a包含差动放大器61a和电阻r1～r4。信号放大部60b包含差动放大器61b和电阻r1～r4。

差动放大器61a是差动放大器，放大霍尔元件h1的信号vh1+与霍尔元件h1a的信号vh1inv+的差分并输出电压vo1的信号。在霍尔元件h1a的输出端子p11a与差动放大器61a的反转输入端子之间设置有电阻r1，在霍尔元件h1的输出端子p11与差动放大器61a的非反转输入端子之间设置有电阻r3。

在差动放大器61a的反转输入端子与输出端子之间设置有反馈电阻r2。电阻r4的一端与差动放大器61a的非反转输入端子连接，电阻r4的另一端设定为基准电压vr。

典型地，设定为r2/r1＝r4/r3，该值为信号放大部60a的放大率(增益)。

差动放大器61b是差动放大器，放大霍尔元件h1的信号vh1-和霍尔元件h1a的信号vh1inv-的差分并输出电压vo2的信号。在霍尔元件h1a的输出端子p12a与差动放大器61b的反转输入端子之间设置有电阻r1，在霍尔元件h1的输出端子p12与差动放大器61b的非反转输入端子之间设置有电阻r3。

在差动放大器61b的反转输入端子与输出端子之间设置有反馈电阻r2。电阻r4的一端与差动放大器61b的非反转输入端子连接，电阻r4的另一端设定为基准电压vr。

典型地，设定为r2/r1＝r4/r3，该值为信号放大部60b的放大率(增益)。

比较器62将由信号放大部60a放大并输出的信号(输出电压vo1)与由信号放大部60b放大并输出的信号(输出电压vo2)进行比较，并输出表示其比较结果的二值的脉冲信号(输出电压vout)。将该脉冲信号提供给cpu5。

此外，在图8所示的电路例子中示出了将霍尔元件h1的信号vh1+和信号vh1-输入非反转输入端子，并将霍尔元件h1a的信号vh1inv+和信号vh1inv-输入反转输入端子的情况，但并不限于此。反之，也可以将霍尔元件h1的信号vh1+和信号vh1-输入反转输入端子，并将霍尔元件h1a的信号vh1inv+和信号vh1inv-输入非反转输入端子。这种情况下，信号放大部60a、60b的输出信号vo1、vo2相对于图8的情况为反相，比较器62的输出电压vout也为反相。

图9及图10是在霍尔元件h的电源电压vcc为3.3v，信号放大部60a、60b的增益为2倍，来自转子磁体的信号(u相信号)的振幅为0.6vp-p且频率为360hz这一条件下进行的模拟结果。

图9的9a示出了作为外部磁场叠加有dc的振幅0.5v的信号时的霍尔元件h1的信号vh1+和霍尔元件h1a的信号vh1inv+的波形。图9的9b示出了作为外部磁场叠加有dc的振幅0.5v的信号时的霍尔元件h1的信号vh1-和霍尔元件h1a的信号vh1inv-的波形。

图10的10a示出了作为外部磁场相对于dc偏移的0.5v叠加有振幅0.5v、频率1khz的信号时的霍尔元件h1的信号vh1+和霍尔元件h1a的信号vh1inv+的波形。图10的10b示出了作为外部磁场相对于dc偏移的0.5v叠加有振幅0.5v、频率1khz的信号时的霍尔元件h1的信号vh1-和霍尔元件h1a的信号vh1inv-的波形。

如图9的9c及图10的10c所示，可知在任一情况下均除去了外部磁场的信号成分，且输出电压vout的占空比均为50％。

如以上所说明的那样，在本实施方式的电动机驱动系统1中，构成为设置有检测转子的旋转位置的霍尔元件h1～h3(第1磁传感器的例子)以及在将极对数设为n时分别配置在相对于霍尔元件h1～h3在转子的旋转方向上仅移位了π/n的位置的霍尔元件h1a～h3a(第2磁传感器的例子)。而且，信号放大部60a、60b例如放大霍尔元件h1的霍尔元件信号vh1+、vh1-(第1信号的例子)与霍尔元件h1a的霍尔元件信号vh1inv+、vh1inv-(第2信号的例子)的差分，比较器62将信号放大部60a、60b的输出信号vo1、vo2转换为脉冲信号即输出电压vout。因此，无论外部磁场引起的噪声信号电平是dc还是包含频率成分的情况都能够除去。

(2)第2实施方式

接下来，参照图11～图14说明第2实施方式的电动机驱动系统。

在以下的各实施方式的电动机驱动系统中，由于与第1实施方式的电动机驱动系统1相比仅信号处理电路不同，因此仅对信号处理电路进行说明。

图11是本实施方式的信号处理电路6c的电路图。图12～图14分别是表示本实施方式的信号处理电路6c的动作的时序图。

将图11与图8比较可知，本实施方式的信号处理电路6c的信号放大部60c由差动放大器的数量从2个汇集为1个的电路构成。

更具体地，将霍尔元件h1的霍尔元件信号vh1-和霍尔元件h1a的霍尔元件信号vh1inv+分别经由电阻r1’、r1并列地输入信号放大部60c的差动放大器61c的反转输入端子(第1输入端子的例子)。将霍尔元件h1的霍尔元件信号vh1+和霍尔元件h1a的霍尔元件信号vh1inv-分别经由电阻r3’、r3并列地输入差动放大器61c的非反转输入端子(第2输入端子的例子)。差动放大器61c以基准电压vr为基准使用预定的放大率放大这些输入的差分。在差动放大器61c的输出端子与反转输入端子之间设置有反馈电阻r2。

此外，在本实施方式中，霍尔元件h1的霍尔元件信号vh1+是第1信号的第1极性的信号的一个例子，霍尔元件h1的霍尔元件信号vh1-是第1信号的第2极性的信号的一个例子。另外，霍尔元件h1a的霍尔元件信号vh1inv+是第2信号的第1极性的信号的一个例子，霍尔元件h1a的霍尔元件信号vh1inv-是第2信号的第2极性的信号的一个例子。

在图11中，典型地，r1＝r1’＝r3＝r3’，这种情况下，信号放大部60c的放大率(增益)为r2/r1(＝r4/r3)。

本实施方式的比较器62c基于差动放大器61c的输出信号vo1与基准电压vr的比较结果输出脉冲信号(输出电压vout)。

图11所示的信号处理电路6c与图8所示的信号处理电路6a实质上等效。

以下示出该情况。

在将差动放大器61c的反转输入端子中的电压设为va并将非反转输入端子中的电压设为va’时，成立以下的数学式(1)、(2)。

【数学式1】

【数学式2】

这里，在设为r1＝r1’＝r3＝r3’＝r且r2＝r4＝kr(k：增益)的情况下，分别如数学式(3)、(4)那样地表示数学式(1)、(2)。

【数学式3】

【数学式4】

由于根据虚短路，va＝va’，因此，根据数学式(3)、(4)可获得以下的数学式(5)。

【数学式5】

因此，使用以下的数学式(6)表示比较器62c的比较结果。

【数学式6】

另一方面，在图8的信号处理电路6a中，针对各信号放大部60a、60b，成立以下的数学式(7)、(8)。

【数学式7】

【数学式8】

vo2＝k(vh1_-vh1inv-)+vr…(8)

因此，使用以下的数学式(9)表示比较器62的比较结果。

【数学式9】

如数学式(6)、(9)所示，可知本实施方式的信号处理电路6c与图8的信号处理电路6a等效。

图12及图13是在霍尔元件h的电源电压vcc为3.3v、信号放大部60c的增益为2倍、来自转子磁体的信号(u、v、w相信号)的振幅为0.2vp-p且频率为360hz这一条件下进行的模拟结果。

图12的12a示出了作为外部磁场叠加有dc的振幅0.5v的信号时的霍尔元件h1的信号vh1+和霍尔元件h1a的信号vh1inv+的波形以及信号vh1+与信号vh1inv+的差分dif+的波形。图12的12b示出了作为外部磁场叠加有dc的振幅0.5v的信号时的霍尔元件h1的信号vh1-和霍尔元件h1a的信号vh1inv-的波形、以及信号vh1-与信号vh1inv-的差分dif-的波形。

图13的13a示出了作为外部磁场相对于dc偏移的0.5v叠加有振幅0.5v、频率1khz的信号时的霍尔元件h1的信号vh1+和霍尔元件h1a的信号vh1inv+的波形以及信号vh1+与信号vh1inv+的差分dif+的波形。图13的13b示出了作为外部磁场叠加有振幅0.5v、频率1khz的信号时的霍尔元件h1的信号vh1-和霍尔元件h1a的信号vh1inv-的波形、以及信号vh1-与信号vh1inv-的差分dif-的波形。

如图12的12c及图13的13c所示，可知在任一情况下均除去了外部磁场的信号成分，输出电压vout的占空比均为50％。

图14表示基于对u相、v相、w相全部应用本实施方式的信号处理电路6c时的模拟结果的时序图(模拟结果)。

图14的14a表示霍尔元件h1、h2、h3的霍尔元件信号vh1+、vh2+、vh3+的波形，其是仅来自转子磁体的信号成分(也就是，不含外部磁场的成分)的信号波形。该信号为0.2vp-p的正弦波。

图14的14b是霍尔元件h1的霍尔元件信号vh1+、vh1-和霍尔元件h1a的霍尔元件信号vh1inv+、vh1inv-的信号波形，并是相对于来自转子磁体的信号成分(0.2vp-p)叠加有外部磁场引起的信号成分的波形。外部磁场引起的信号成分相对于dc偏移的0.5v为振幅0.5v、频率1khz的信号。图14的14c、图14的14d是对应于与图14的14b(u相)不同的相的波形。即，图14的14c(v相)是信号vh2+、vh2-、vh2inv+、vh2inv-的信号波形，图14的14d(w相)是信号vh3+、vh3-、vh3inv+、vh3inv-的信号波形。

图14的14e表示与u相、v相、w相对应的信号放大部的输出信号vo-1(与图11的vo相同)、vo-2、vo-3。图14的14f表示与u相、v相、w相对应的信号处理电路的输出电压vout1(与图11的vout相同)、vout2、vout3。

如图14的14e、图14的14f所示，确认到各相每隔120度相位错开，并且在各相的输出电压中获得了50％的占空比。

以上，详细地说明了本发明的电动机的实施方式，但本发明的范围并不限定为上述的实施方式。另外，上述的实施方式能够在不脱离本发明的主旨的范围内进行各种的改良和变更。能够适当地组合在多个实施方式的每一个中所述的技术事项。

例如，在上述的实施方式中，说明了通过基于霍尔传感器的位置信息的120度通电来进行三相电压生成部10的各驱动用mos晶体管的接通、断开控制的情况，但并不限于此。各驱动用mos晶体管的接通/断开控制方法也可以应用180度通电等其他通电控制方法。

另外，在上述的实施方式中对电动机的极对数n为2的情况进行了说明，但并不限于此。电动机的极对数可以为任意值，根据该值决定使与各相对应的霍尔元件(例如，霍尔元件h1)的信号反转的霍尔元件(例如，霍尔元件h1a)的配置。