不间断电源输出短路过流保护电路的制作方法

本发明涉及电源技术领域，特别是涉及一种不间断电源输出短路过流保护电路。

背景技术：

目前，不间断电源(ups)采用的输出短路过流保护电路通常由单片机或dsp等处理芯片及其外围电路组成，其主要是通过处理芯片中的软件程序来实现不间断电源(ups)的过流保护。然而，这种依赖于软件控制的过流保护电路其成本较高且可靠性较低。

技术实现要素：

本发明要解决的技术问题是提供一种成本低、可靠性高的不间断电源输出短路过流保护电路。

为实现本发明的目的，本发明采用如下技术方案：

一种不间断电源输出短路过流保护电路，用于单相不间断电源中逆变器igbt/mos管的驱动及保护，包括spwm调制器、四路驱动电路和过流信号处理电路，所述spwm调制器用于产生spwm1、spwm2、spwm3、spwm4四路脉宽调制信号，其中，所述spwm1脉宽调制信号和所述spwm3脉宽调制信号为逆变上桥脉宽调制信号，所述spwm2脉宽调制信号和所述spwm4脉宽调制信号为逆变下桥脉宽调制信号；所述四路驱动电路对应根据所述四路脉宽调制信号输出pwm1、pwm2、pwm3、pwm4四路pwm信号，驱动所述igbt/mos管；

所述过流信号处理电路包括压降检测电路、比较电路和过流控制电路，所述压降检测电路的输入端分别与产生所述pwm1信号驱动电路的输出端、产生所述pwm3信号驱动电路的输出端相连，所述比较电路的输入端分别与所述压降检测电路的输出端、spwm调制器产生所述spwm2脉宽调制信号的信号输出端、spwm调制器产生所述spwm4脉宽调制信号的信号输出端相连，所述比较电路的输出端与所述过流控制电路的输入端相连，所述过流控制电路输出端输出的信号用于控制逆变器的通断。

相比于传统的不间断电源输出短路过流保护电路，本申请提供的过流保护电路通过检测igbt/mos管的导通压降，控制igbt/mos管的最大电流，防止过流导致的损坏；采用纯模拟器件，成本低，电路简单，无死机和误动作风险；且响应速度快，可在安全时间内对igbt/mos管进行过流保护。

在其中一个实施例中，每路驱动电路均包括光耦隔离电路、推挽放大电路和驱动控制电路，所述光耦隔离电路包括光耦合器，所述推挽放大电路包括第一三极管、第二三极管、第一电容、第一电阻和第二电阻，所述驱动控制电路包括第三电阻、第四电阻和第五电阻，其中，

所述光耦合器的3脚与spwm调制器产生所述spwm2脉宽调制信号的信号输出端相连，所述光耦合器的5脚和6脚同时与所述第一电阻的第一端相连；所述第一电阻的第二端分别与所述第二电阻的第一端、所述第一三极管的基极、所述第二三极管的基极相连，所述第一三极管的发射极通过所述第三电阻分别与所述第二三极管的发射极、所述第四电阻的第一端相连，所述第四电阻的第二端分别与所述第五电阻的第一端、所述逆变器igbt/mos管的受控端相连，所述第五电阻的第二端接地；所述第一三极管的集电极、所述第一电容的第一端和所述光耦合器的8脚均与+15v电源端相连；所述第二三极管的集电极、所述第二电阻的第二端、所述第一电容的第二端和所述光耦合器的5脚均与-15v电源端相连。

在其中一个实施例中，每路驱动电路还包括稳压电路，所述稳压电路包括第一稳压二极管和第二稳压二极管，所述第一稳压二极管的负极与所述第四电阻的第二端相连，所述第一稳压二极管的正极与所述第二稳压二极管的正极相连，所述第二稳压二极管的负极接地。

在其中一个实施例中，所述压降检测电路包括第一二极管、第二二极管和第六电阻，所述第一二极管的负极与产生所述pwm1信号的驱动电路中的第二稳压二极管的负极相连；所述第二二极管的负极与产生所述pwm3信号的驱动电路中的第二稳压二极管的负极相连；所述第一二极管的正极和所述第二二极管的正极均与所述第六电阻的第一端相连。

在其中一个实施例中，所述比较电路包括第一分压电路、第二分压电路、第一比较器和第二比较器，其中，

所述第一分压电路包括第七电阻、第八电阻、第九电阻、第二电容和第三二极管，所述第六电阻的第二端分别与所述第七电阻的第一端、所述第三二极管的负极相连，所述第七电阻的第二端同时与所述第八电阻的第一端、所述第九电阻的第一端、所述第二电容的第一端、所述第一比较器的负相输入端相连，所述第八电阻的第二端接+12v电源端，所述第九电阻的第二端、所述第三二极管的正极和所述第二电容的第二端接地；

所述第二分压电路包括第四二极管、第五二极管、第六二极管、第三电容、第十电阻、第十一电阻和第十二电阻，所述第四二极管的负极与spwm调制器产生所述spwm2脉宽调制信号的信号输出端相连，所述第五二极管的负极与spwm调制器产生所述spwm4脉宽调制信号的信号输出端相连，所述第四二极管的正极分别与所述第五二极管的正极、所述第十电阻的第一端、所述第十一电阻的第一端、所述第六二极管的正极相连，所述第六二极管的负极通过所述第三电容接地，所述第十电阻的第二端分别与所述第十二电阻的第一端、所述第六二极管的负极、所述第一比较器的正相输入端相连，所述第十二电阻的第二端和所述第十一电阻的第二端接+12电源端；

所述第一比较器的输出端与所述第二比较器的正相输入端相连，所述第二比较器的负相输入端接+6v电源端。

在其中一个实施例中，所述过流控制电路包括第三比较器、第三三极管、第七二极管、第四电容、第十三电阻、第十四电阻、第十五电阻、第十六电阻、第十七电阻和第十八电阻，所述第二比较器的输出端分别与所述第十三电阻的第一端、所述第十四电阻的第一端、所述第七二极管的负极相连，所述第七二极管的正极与驱动电路的信号输出端相连；所述第十四电阻的第二端分别与所述第十五电阻的第一端、所述第三三极管的基极相连，所述第十五电阻的第二端、所述第三三极管的发射极和所述第十三电阻的第二端均与+12电源端相连；所述第三三极管的集电极通过所述第十六电阻分别与所述第十七电阻的第一端、所述第四电容的第一端、所述第三比较器的正相输入端相连，所述第十七电阻的第二端和所述第四电容的第二端接地；所述第三比较器的负相输入端接+6v电源端；所述第三比较器的输出端通过所述第十八电阻与+12v电源端相连，且所述第三比较器的输出端用于控制逆变器的通断。

附图说明

图1为一实施例中不间断电源输出短路过流保护电路的结构示意图；

图2为一实施例中四路驱动电路和压降检测电路的电路原理示意图；

图3为一实施例中过流信号处理电路的电路原理示意图。

具体实施方式

为了便于理解本发明，下面将参照相关附图对本发明进行更全面的描述。附图中给出了本发明的首选实施例。但是，本发明可以以许多不同的形式来实现，并不限于本文所描述的实施例。相反地，提供这些实施例的目的是使对本发明的公开内容更加透彻全面。

除非另有定义，本文所使用的所有的技术和科学术语与属于本发明的技术领域的技术人员通常理解的含义相同。本文中在本发明的说明书中所使用的术语只是为了描述具体的实施例的目的，不是旨在于限制本发明。

此外，术语“第一”、“第二”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有“第一”、“第二”的特征可以明示或者隐含地包括至少一个该特征。

参见图1，本实施例提供了一种不间断电源输出短路过流保护电路，用于单相不间断电源中逆变器igbt/mos管的驱动及保护，包括spwm调制器100、四路驱动电路200和过流信号处理电路300，spwm调制器100用于产生spwm1、spwm2、spwm3、spwm4四路脉宽调制信号，其中，spwm1脉宽调制信号和spwm3脉宽调制信号为逆变上桥脉宽调制信号，spwm2脉宽调制信号和spwm4脉宽调制信号为逆变下桥脉宽调制信号；四路驱动电路对应根据四路脉宽调制信号输出pwm1、pwm2、pwm3、pwm4四路pwm信号，驱动igbt/mos管；

过流信号处理电路300包括压降检测电路310、比较电路320和过流控制电路330，压降检测电路310的输入端分别与产生pwm1信号的驱动电路1的输出端、产生pwm3信号的驱动电路3的输出端相连，比较电路320的输入端分别与压降检测电路310的输出端、spwm调制器100产生spwm2脉宽调制信号的信号输出端、spwm调制器100产生spwm4脉宽调制信号的信号输出端相连，比较电路320的输出端与过流控制电路330的输入端相连，过流控制电路330输出端输出的信号用于控制逆变器的通断。

在本实施例中，参见图2，每路驱动电路(驱动电路1、驱动电路2、驱动电路3和驱动电路4)均可包括光耦隔离电路、推挽放大电路和驱动控制电路，光耦隔离电路包括光耦合器，推挽放大电路包括第一三极管、第二三极管、第一电容、第一电阻和第二电阻，驱动控制电路包括第三电阻、第四电阻和第五电阻，其中，

光耦合器的3脚与spwm调制器产生spwm2脉宽调制信号的信号输出端相连，光耦合器的5脚和6脚同时与第一电阻的第一端相连；第一电阻的第二端分别与第二电阻的第一端、第一三极管的基极、第二三极管的基极相连，第一三极管的发射极通过第三电阻分别与第二三极管的发射极、第四电阻的第一端相连，第四电阻的第二端分别与第五电阻的第一端、逆变器igbt/mos管的受控端相连，第五电阻的第二端接地；第一三极管的集电极、第一电容的第一端和光耦合器的8脚均与+15v电源端相连；第二三极管的集电极、第二电阻的第二端、第一电容的第二端和光耦合器的5脚均与-15v电源端相连。

进一步地，每路驱动电路还可包括稳压电路，稳压电路包括第一稳压二极管和第二稳压二极管，第一稳压二极管的负极与第四电阻的第二端相连，第一稳压二极管的正极与第二稳压二极管的正极相连，第二稳压二极管的负极接地。

具体地，以输出pwm2信号的驱动电路2为例，该驱动电路2包括光耦合器u31、第一三极管q19、第二三极管q23、第一电容c141、第一电阻r233、第二电阻r234、第三电阻r260、第四电阻r261、第五电阻r262、第一稳压二极管zd7和第一稳压二极管zd8；输出pwm1信号的驱动电路1、输出pwm3信号的驱动电路3和输出pwm4信号的驱动电路4所包括的元器件标号具体参见图2，本实施例不再赘述。

在本实施例中，参见图2，压降检测电路310可包括第一二极管d99、第二二极管d100和第六电阻r259，第一二极管d99的负极与产生pwm1信号的驱动电路1中的第二稳压二极管zd12的负极相连；第二二极管的负极d100与产生pwm3信号的驱动电路3中的第二稳压二极管zd14的负极相连；第一二极管d99的正极和第二二极管d100的正极均与第六电阻r259的第一端相连。

在本实施例中，参见图3，比较电路320可包括第一分压电路、第二分压电路、第一比较器u35-c和第二比较器u35-d，其中，

第一分压电路可包括第七电阻r253、第八电阻r281、第九电阻r254、第二电容c146和第三二极管d105，第六电阻r259的第二端分别与第七电阻r253的第一端、第三二极管d105的负极相连，第七电阻r253的第二端同时与第八电阻r281的第一端、第九电阻r254的第一端、第二电容c146的第一端、第一比较器u35-c的负相输入端相连，第八电阻r281的第二端接+12v电源端，第九电阻r254的第二端、第三二极管d105的正极和第二电容c146的第二端接地；

第二分压电路可包括第四二极管d107、第五二极管d108、第六二极管d109、第三电容c147、第十电阻r278、第十一电阻r279和第十二电阻r280，第四二极管d107的负极与spwm调制器产生spwm2脉宽调制信号的信号输出端相连，第五二极管d108的负极与spwm调制器产生spwm4脉宽调制信号的信号输出端相连，第四二极管d107的正极分别与第五二极管d108的正极、第十电阻r278的第一端、第十一电阻r279的第一端、第六二极管d109的正极相连，第六二极管d109的负极通过第三电容c147接地，第十电阻r278的第二端分别与第十二电阻r280的第一端、第六二极管d109的负极、第一比较器u35-c的正相输入端相连，第十二电阻r280的第二端和第十一电阻的第二端接+12电源端；

第一比较器u35-c的输出端与第二比较器u35-d的正相输入端相连，第二比较器u35-d的负相输入端接+6v电源端。

在本实施例中，参见图3，过流控制电路330可包括第三比较器u35-b、第三三极管q17、第七二极管d104、第四电容c150、第十三电阻r252、第十四电阻r251、第十五电阻r229、第十六电阻r257、第十七电阻r283和第十八电阻r231，第二比较器u35-d的输出端分别与第十三电阻r252的第一端、第十四电阻r251的第一端、第七二极管d104的负极相连，第七二极管d104的正极与驱动电路的信号输出端相连；第十四电阻r251的第二端分别与第十五电阻r229的第一端、第三三极管q17的基极相连，第十五电阻r229的第二端、第三三极管q17的发射极和第十三电阻r252的第二端均与+12电源端相连；第三三极管q17的集电极通过第十六电阻r257分别与第十七电阻r283的第一端、第四电容c150的第一端、第三比较器u35-b的正相输入端相连，第十七电阻r283的第二端和第四电容c150的第二端接地；第三比较器u35-b的负相输入端接+6v电源端；第三比较器u35-b的输出端通过第十八电阻r231与+12v电源端相连，且第三比较器u35-b的输出端用于控制逆变器的通断。

本实施例提供的不间断电源输出短路过流保护电路的工作原理为：

参见图2，以输出pwm2信号的驱动电路2为例进行驱动电路的原理说明，spwm2脉宽调制信号送到光耦合器u31的3脚输入，通过光耦隔离后送到第一三极管q19和第二三极管q23组成的推挽放大电路进行放大处理后再驱动igbt/mos管；第三电阻r260和第四电阻r261作用于igbt/mos管开通，关断仅第五电阻r261起作用；第一稳压二极管zd7和第二稳压二极管zd8为驱动端稳压，防止电压过高击穿igbt，第五电阻r262为下拉抗扰电阻，保证在没有驱动信号时igbt/mos管驱动极的输入阻抗，防止igbt/mos管误导通。同理可知四路驱动电路中的其他三路也具有相同的工作原理，本实施例不再赘述。

spwm4脉宽调制信号与spwm2脉宽调制信号同为逆变下桥驱动，bus负为参考地，共用工作电源，spwm1脉宽调制信号与spwm3脉宽调制信号为上桥驱动，电源独立，第一二极管d99和第二二极管d100为igbt/mos管导通压降检测。正常工作时，第一二极管d99的负极和第二二极管d100的负极轮流为低电平；将k1信号电位置于低电平，当igbt/mos管过流时，压降变大，k1信号无法通过第一二极管d99和第二二极管d100置于低电平，后级电路动作。

参见图3，第八电阻r281和第九电阻r254组成了第一分压电路，将12v分压成7.2v送至第一比较器u35-c的8脚；当igbt/mos管正常工作时，k1为低电平，将第一比较器u35-c的8脚拉至低电平(约1v)；第一比较器u35-c的9脚通过第十电阻r278、第四二极管d107和第五二极管d108，连接spwm2脉宽调制信号和spwm4脉宽调制信号，此两个信号为互补的方波信号，中间仅有3μs的时间差，此3μs为igbt/mos管驱动的死区时间，正常工作时，spwm2脉宽调制信号和spwm4脉宽调制信号轮流将第十电阻r278的左端置于低电平，在此作用下，第一比较器u35-c的9脚为第十二电阻r280与第十电阻r278分压后的电压(即3.8v)，此电压比其8脚的1v电压高，使得其14脚输出为高电平，后级电路不动作。

当igbt/mos管瞬间过流时，k1信号变高(电压根据过电流的大小不同)，第一比较器u35-c的8脚随之变高，当高于其9脚电压时，第一比较器u35-c翻转，其14脚输出低电平；此时第二比较器u35-d的13脚同样输出低电平，第七二极管d104导通，将驱动信号拉低，直接保护igbt/mos管；同时，第三三极管q17导通，第三比较器u35-b的7脚变高电平，第三比较器u35-b翻转，第三比较器u35-b的1脚输出高电平，控制逆变器关闭。

由于k1为两个互补igbt/mos管的导通电压信号，每个周期均存在3μs高电平(死区时间igbt/mos管均不导通)，导致第一比较器u35-c的8脚出现3μs的周期脉冲，同理，由于第一比较器u35-c的的9脚连接spwm2脉宽调制信号与spwm4脉宽调制信号两个互补的驱动信号，所以也同样由于死区时间而出现3μs的周期脉冲，刚好与其8脚对应。所以，在死区时间，不检测igbt/mos管过流(因为死区时，igbt/mos管均不导通，不存在过流情况)，这样既能避开不需要检测的非导通时间，又能时时检测导通情况下的电流，可以为igbt/mos管提供安全可靠的保护。

相比于传统的不间断电源输出短路过流保护电路，本申请提供的过流保护电路通过检测igbt/mos管的导通压降，控制igbt/mos管的最大电流，防止过流导致的损坏；采用纯模拟器件，成本低，电路简单，无死机和误动作风险；且响应速度快，可在安全时间内对igbt/mos管进行过流保护。

以上所述实施例的各技术特征可以进行任意的组合，为使描述简洁，未对上述实施例中的各个技术特征所有可能的组合都进行描述，然而，只要这些技术特征的组合不存在矛盾，都应当认为是本说明书记载的范围。

以上所述实施例仅表达了本发明的几种实施方式，其描述较为具体和详细，但并不能因此而理解为对发明专利范围的限制。应当指出的是，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干变形和改进，这些都属于本发明的保护范围。因此，本发明专利的保护范围应以所附权利要求为准。